数，产生递增、递减或者连续增减的“三角波”。加引号是因为，无论ePWM计数的分辨率多高，总是要受制于时钟频率的，因此实际的三角波是由一系列的台阶波形逼近得来的。载波的一个重要参数就是载波周期，关联到PWM上即PWM的开关频率（的倒数）。PWM的开关频率在ePWM实现时，由时基周期寄存器的值和ePWM模块的时钟周期共同决定。所以，在开关频率和时钟周期已知的情况下，需要的ePWM周期寄存器的值为：
非对称PWM波形（例如递增、递减）
周期寄存器的值=开关周期/时钟周期-1
对称PWM波形（例如连续增/减）
周期寄存器的值=开关周期/2倍时钟周期
可以看到在开关频率相同的情况下，对称PWM波形的周期寄存器的值是非对称PWM波形情况下的一半。这是因为在连续的增、减计数模式下，计数器的值递增计数到周期值后又会递减到0，所以只需要一半值。
在一些与电机控制有关的芯片发布会上，厂商在提到与PWM功能相关的特性时，往往有个指标叫“PWM分辨率”。初学者听到之后可能会一头雾水：PWM就是电平的高低切换，怎么会有个分辨率的指标呢？
从数字实现的角度来看，这个就不难理解了。上次提到PWM调制中的载波是由ePWM里的硬件电路产生的，但它不是纯粹的模拟电路（模拟、连续信号），而是由多个高分辨率的计数器来计数产生“三角波”的。PWM的分辨率，与A/D采样电路的分辨率是类似的概念，即一个信号是由多少位数字信号来逼近的。28335的ePWM的分辨率是10位的，这就意味着从0计数到计满16位的ePWM周期寄存器（65535），其分辨率是：
非对称PWM波形：10位的分辨率意味着一个信号由2^10=1024位来逼近65536个数，即计数器的最小分辨率是65536/1024=64个数。
对称PWM波形：分辨率只有非对称波形的一半，即9位，意味着由2^9=1512位来逼近65536个数，即计数器的最小分辨率是65536/512=128个数。
在理解PWM的基本方法，确定PWM的载波频率（周期值）之后，就可以根据需要的占空比来计算出ePWM比较寄存器中的值。在每个周期中，只有当三角波与比较器中的值匹配之后，才会产生相应的比较事件。非对称PWM和对称PWM波形的比较值的计算方法相同，都是：
ePWM比较寄存器器的值=（100%-占空比）*周期寄存器的值
举几个例子来说明ePWM调制中周期寄存器和比较寄存器值的计算。
1. 以对称载波的PWM波形为例。假设载波周期（PWM开关周期）为150kHz，占空比为25%，ePWM的时基频率为150MHz为例，并设定动作限定子模块中PWM的开关动作为软件强制高，则有：
周期寄存器的值TBPRD=ePWM时基频率fTBCLK /（2 * PWM载波频率fPWM）
=150MHz /（2 *150kHz）= 500
比较寄存器的值CMPA =（100% - 占空比）* TBPRD
=（100% - 25%）* 500 =375
如果需要很低的载波频率，例如1kHz的话，怎么办？ 若此时ePWM的时基频率仍为150MHz，则有
TBPRD = 150MHz /（2 *1kHz）=75000
但是TBPRD是个16位的寄存器，用16位无符号的整数表示时最大只能表示到65535。这时就需要对ePWM时基频率进行处理，比如2分频，则表示1kHz只需要用到37500。 2. 以非对称载波的PWM波形为例。此时仍假设载波周期为150kHz，占空比为25%，ePWM的时基频率为150MHz，设定动作限定子模块中PWM的开关动作为软件强制高，则有：
TBPRD= fTBCLK / fPWM – 1 =150MHz / 150kHz – 1 = 999 CMPA =（100% - 占空比）*（TBPRD + 1）- 1
=（100% - 25%）* 5（999+1）- 1 =749
因为是从0开始计数，所以非对称载波的PWM在计算时实际计算出的值总要减去1才能得到正确的周期寄存器和比较寄存器的值，这里一定要注意。对比也可以看出，非对称载波的PWM需要的周期值和比较值是同等载波频率、时基频率和占空比情况下对称载波的接近2倍（2倍 - 1）。这样如果非对称载波PWM想同样输出一个1kHz甚至更低载波频率的情况下，就需要对ePWM的时钟频率进行更高次的分频才能正确赋值给周期寄存器。
在PWM波形的产生中，需要人为对脉冲加入死区时间。因为开关器件例如IGBT的开通和关断都不可能是立即完成的，而是因为寄生电容等原因，从关闭状态到开通状态需要一定的时间，从开通状态到关闭状态需要更长的时间（目前的技术是1微秒以上），即IGBT的拖尾效应。而逆变器的控制中，上下桥臂的开关器件一般是互补状态，在开关状态切换的时候，就存在一个管子还没有完全关闭，而另一个又在开通的过程中的情况，这样就造成直流母线的电压直接短路，在微秒级别的时间内就可以击穿开关器件，造成永久损坏。（当然，IGBT在短时间内（20微秒）可以承受几倍的过流，但这一般是在极端情况下测试时用的，且直流母线短路的话电流就不只是几倍的过流。）
死区的插入方式一般有2种：
一是单边死区，即在死区时间内，本来应该开通的开关管暂时不开通，等待需要关闭的开关管关闭的安全时间之后再开通，即被关闭的开关管状态不受影响，被开通的开关管将延时开通。
另一种是双边死区，即被关闭的开关管提前关断，被开通的开关管延时开通，这样显然更保险，当然死区越多，造成的实际输出波形与理想值的偏差越多，输出电流的畸变也会越大。在这种死区插入模式下，可以让开通和关断的死区时间一样，即对称的波形，也可以根据器件的特性，让提前关断的死区时间小于延时开通的死区时间，因为拖尾效应的影响，关断比开通要慢的多。
将死区时间插入到输出的脉冲中，在硬件实现上对计数器的精度和时钟频率上的要求都比较高。幸好在ePWM模块中，我们只需要写入死区寄存器的值和开关方式就可以，如图所示。
上面提到在PWM变换器中需要插入死区时间，是因为器件关闭时存在拖尾效应，关闭的时间往往大于开通的时间，而PWM变换器又一般采用上下桥臂互补的状态，所以要用死区来避免直通造成的短路。
插入死区的方法一般有两种，第一种是控制开关器件驱动电路中的门极电阻（或者改变门极电容等），如图所示。门极电阻和门极上的寄生电容相当于组成一个低通滤波电路，这样的话改变电阻就可以改变开通电路的时间常数，从而增加开关器件开通所用的时间，使得开通的时间大于关断时间，造成同样的死区效果。这种方法在设计门极驱动电路的时候就可以计算好，合适的话可以直接改变门极电阻。但是缺点也不少，一方面是要增加额外的旁路二极管，造成门极寄生电容和电感参数的改变；一方面是电阻的精度不高，且存在参数偏移等，另外电阻的值未必那么合适（如果选择固定规格电阻的话，无法做到可以选取任意值）；另一方面是死区时间无法灵活改变。在早期PWM专用的驱动控制芯片较少的时候，这种方法还是有一定的应用场合的，而且那时候的开关频率因器件的限制也无法做很高，对门极驱动电路的计算参数不是特别敏感。
另一种方法则方便的多，就是直接改变脉冲的宽度，比如开通延时，关断正常的方法，就是直接对开通脉冲的上升沿（PWM正逻辑的情况下）进行延时，用触发器和计数器相配合很容易实现。
ePWM死区电路的原理框图如图所示。
上面提到的死区插入方法有两种；一种是插入电阻和旁路二极管，方法比较简单，但是参数无法灵活调整，另外因为电路参数漂移而造成参数的不精确。另一种则是直接对PWM脉冲进行处理，例如把开通的脉冲缩短需要的死区时间，这个时间经常叫做死区、死时或者“dead-band”等。2833x的ePWM模块的死区时间是在软件中可配置的，其硬件处理则是使用芯片的内部电路，因此死区时间的处理不需要占用CPU资源。
ePWM中与死区时间相关的寄存器有两个：
10位的上升沿延时寄存器：EPwmxRegs.DBRED 10位的下降沿延时寄存器：EPwmxRegs.DBFED 实际的死区时间为：
上升沿延时=TBCLK x DBRED 下降沿延时=TBCLK x DBFED
简化起见，给出常用的死区时间与寄存器的配置：
典型延时时间配置，SYSCLKOUT=150MHz