主要介绍核磁共振波谱仪器射频功率放大器的结构与设计方法
１０］很小，仅限微波波段的窄带应用［．传输线变压器由传输线绕在磁芯上构成．在高频段
通过电磁能交替转换的方式传输能量，传输线模式起主要作用，最高工作频率显著提高．在低频段通过磁耦合、传输线方式传输能量，变压器和传输线模式同时起作用，兼具集中参数变压器和分布参数传输线段阻抗变换器的优点．本设计选用传输线变压器构建各级功率ＭＯＳＦＥＴ的输入、输出阻抗匹配网络．
同轴线特性阻抗（均是实阻抗，而功率ＭＯ５０Ω、２５Ω、１２．５Ω等）ＳＦＥＴ输入、输出阻抗一般是复阻抗，无法直接计算阻抗变换比以选择传输线变压器的类型及同轴线的特性阻抗．本设计中，对功率ＭＯＳＦＥＴ在特征频点的输入、输出阻抗进行归一化变１１］换［，根据该归一化阻抗和源、负载阻抗计算阻抗变换比，综合全频带内的匹配情况，选择传输线变压器的类型，设计覆盖全频带的功率ＭＯＳＦＥＴ输入、输出阻抗匹配网络．以二级功率ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ输出阻抗匹配网络设计为例说明．如表１所示，负载
漏极输出阻抗为７．阻抗为５０Ω，功率ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ在３００ＭＨｚ漏极?５０＋１．００ｊ
漏极输出归一化阻抗为７．?５７Ω，理论上应选择阻抗变换比Ω，经归一化变换计算得漏极
为１∶６．漏极输出阻６１、同轴线特性阻抗为１９．４６Ω的传输线变压器；在５００ＭＨｚ漏极?
抗为３．漏极输出归一化阻抗为４．５０－３．５０Ω，经归一化变换计算得漏极?９５Ω，理论上ｊ
应选择阻抗变换比为１０∶１、同轴线特性阻抗为１５．７３Ω的传输线变压器．
表１ 功率犕犗犛犉犈犜犝犉２８１００犞输出阻抗及归一化阻抗
Ｔａｂｌｅ１ ＯｕｔｕｔａｎｄｎｏｒｍａｌｉｚｅｄｉｍｅｄａｎｃｅｏｆｐｏｗｅｒＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖｐｐ
／ＭＨｚ犳
１００
３００
５００／犣Ωｏｕｔ１４．５０＋０．５０ｊ７．５０＋１．００ｊ３．５０－３．５０ｊ／犣｜｜Ωｏｕｔ１４．５０７．５７４．９５
全频带内仅能选取一种阻抗变换比的传输线变压器．从同轴线特性阻抗和工程实践角度考虑，可供选择的传输线变压器包括：阻抗变换比为１∶１、１∶４、１∶９、１∶１６的单线、双线、三线传输线变压器．根据上述计算，排除选择阻抗变换比为１∶１和１∶１６的传输线变压器．假设选择阻抗变换比为１∶４的传输线变压器，３００ＭＨｚ００ＭＨｚ频～５
带始末段功率ＭＯ漏极输出阻抗经传输线变压器阻抗变换后与端ＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ漏极?
口５０Ω阻抗严重失配．因此，重点兼顾频带末段的阻抗匹配选择阻抗变换比为１∶９的传输线变压器，由此产生频带始段部分阻抗失配及中频段增益隆起．针对频带始段的部分阻抗失配，在功率ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ两输出端并联电容，调整电容值补偿功率
［２，１３］ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ输出电容予以修正１．在功率ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ漏栅极间串
，电阻电容）串联回路，利用负反馈修正功率ＭＯ入ＲＣ（ＲｅｓｉｓｔａｎｃｅＣａａｃｉｔａｎｃｅＳｅｒｉｅｓＳ?ｐ
ＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ在频带始端和末端的增益差异，可将中频段的增益隆起限制在２ｄＢ～３
［４］．此外，串联电阻、电容选取ｄＢ以内，不影响本射频功放在核磁共振波谱仪中的应用１
低犙（，品质因素）值．因功率ＭＯＱｕａｌｉｔａｃｔｏｒＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ为Ｇｅｍｉｎｉ封装，选择ｙＦ
双线传输线变压器．功率ＭＯＳＦＥＴＵＦ２８１００Ｖ输出匹配网络如图６所示，推广设计其输入匹配网络及其他级功率ＭＯＳＦＥＴ匹配网络．