考虑到导线的发热问题，以及其他损耗问题，在这里选择导线的电流密度
j?7A/mm2。 原边中的开关管的最大漏极至源极电流（RMS值）是
IQd?RMS?max?Nt?(Vo?max?Vd)?Kc?KLINE?V2CS?REF62?R2cs?Vin?rms?min??t44.3?(30?0.4)??1?19?262?0.43?85?0.9?0.695A （4.13）
可以得到原边电流Iprms?IQd?RMS?max?0.695A
因此，可以计算出副边电流的有效最大值
Isrms?NtIsrms?4.3?0.695?2.257A （4.14）
在这里，原边需要的导线的截面积
As?Iprmsj?0.695?0.0993mm2 （4.15） 7当选取0.4mm时，小于2?，需要的股数为
Zp?Ap1??2P4?0.0993?0.79 （4.16）
1?3.14?0.424同理，副边需要的导线的截面积为
As?Isrms2.257??0.3224mm2 （4.17） j7副边导线的直径选择0.5mm时
Zs?As1??2s4?0.3224?1.64 （4.18）
1?3.14?0.524经过计算可以得到，原边使用0.4mm线，一股绕制。副边使用0.5mm线，两股并绕。
4.2 开关管的选择
4.2.1 初级开关管的选择
在反激变换器中，开关管关断的瞬间，由于二次端的耦合，此时图2.3中的3端
的电压将比1端的电压高Nt??Vo?max?Vd?，由于漏感的存在，因此还存在漏感尖峰电压Vspk，因此主开关的最大电压应力为
VQds?max?2?Vin?rms?max?Nt??Vo?max?Vd??Vspk?2?265?4.3?30.4?100?605.4V （4.19）
其中Vspk设置为100V。
VSPK是尖峰电压是由漏感造成的，取决于初级峰值电流值和漏电感值，约100V
到200V。这里Vspk设置为100V。
由公式 (4.13)可以得到IQd?RMS?max?0.695A
实际上，为了保证开关管不被击穿，在实际的设计中选择更高电流应力和电压应力的MOSFET。在这里可以选择7N65的MOS管。 4.2.2 次级续流二极管的选择
次级二极管的最大电压应力为
Vdiode?max?2?Vin?rms?max2?265?(Vo?max?Vd)??30?0.4?117.56 (4.20)
Nt4.3在次级二极管的平均状态电流最大值为
Idiode?av?max?Ipks2?4.5?Io4.5?1??4.5A (4.21) KLINE1可以选择MBR20200CT的二极管，它的耐压值为200V，能通过的最大电流为20A。
4.3 输出电容的选择
从公式（3.14）可以看出，在次级侧电流包括直流分量和交流成分。输出电流的交流分量是
IS?AC??Nt?VCS,EQ?K2LINE??t4?RCSCos2???Io?Cos2? (4.22)
最大输出纹波电流为ΔIO（峰值）
?Io?Kcr?Io (4.23)
通常KCR小于30％。LED负载有一个动态电阻R，它可以用LED单元的伏安曲线计算
出来。所以输出电压纹波?Vo是
?Vo?RLED??Io (4.24)
输出电容与输出LED容性负载并联，所以输出电压纹波
?Vo?RLED?Kcr?Io?Io?RLED1?(4???FLINE?Cout?RLED)2 (4.25)
从上面的公式，可以看出，较高的输出电容，较低的输出电流纹波。为了满足输出电流KCR? IO要求，最小输出电容C OUT_MIN是
Cout?min1?12Kcr (4.26) ?4???FLINE?RLED一个大容量输出电容是用来消除输出电流纹波，但是仍然有小的电流纹波。这个纹波将在LED上产生动态电阻。在30V 1A的输出时，通过查阅LED的伏安特性曲线，可以求出在这种情况下时，R LED?2.52Ω，由公式（4.26）可以得到
Cout?min11?1?12K2cr0.3???1997?F 4???FLINE?RLED4?3.14?50?2.52较高的输出电流纹波，所需的输出电容较高。最坏的情况是，当KCR为100％，所需的输出电容是0，这意味着最大输出电流纹波振幅（峰值）等于输出电流的平均值。输出纹波电流也取决于输出LED负载特性。较高的动态电阻RLED，较低的输出纹波电流，所需的输出电容较低。这个电容的选择为参考值，具体的电容，要按照实际情况，略有变动。因此在这里，电源所用的输出电容为2000uF。
4.4 输入电压检测电路的设计
VS引脚和VPK引脚的电压范围是从0到钳位电平3.5V。对于大多数隔离型反激变
压器的应用中，KLINE，
VS的最大值，始终设置为1。在最大输入电压 V in_rms_max时，VPK本论文中的Vs和VPK引脚的最大电压设置为3V。以图2.2中分析， VS引脚电阻分压器比例应该设定为
R63 （4.27） ?R3?R4?R5?R62?Vin?rms?max一个100pF的陶瓷电容应放置VS引脚到GND引脚之间，以避免高频率的噪音。 由于VPK引脚检测正弦波波形的峰值，需要一个低通滤波器得到正弦波形电压的平均值。所以VPK引脚的电阻分压器的比例应该设定为
R5?R63?? (4.28） ?R3?R4?R5?R622?Vin?rms?max为了降低V s和VPK引脚的电阻分压器的功率损耗，R3 + R4+ R5 + R6的总电阻应尽可能地大。
RC低通滤波器由R7和C4组成。电容C4为1μF，R7为330K。 如果R3和R4选择为1M，由公式（4.27）得到
R5?R63??3?????0.01257
R3?R4?R5?R622?Vin?rms?max22?265则R5 ? R6约为25.3k时，才可以实现求输入正弦波形的直流平均值。 Vs引脚的最大值设置为3V,由公式（4.27），Vs引脚电阻分压器比例为
R633???0.008
R3?R4?R5?R62?Vin?rms?max2?265从而可以得出R6?16.2K
因此R5?9.1K，根据经验，C3?100pF。
4.5 FB引脚检测电路的分析
VCC引脚上的辅助绕组紧密耦合初级和次级绕组，辅助绕组电压为
VAUX?NAUX??Vo?Vd? (4.29) NS在无负载或负载断开的条件下， FB端子检测到过电压时，电源会工作在打嗝模式，并保持输出电压低于最大输出电压的限制值。在正常操作中，FB引脚电压应小于阈值4V，本论文中，选用3V为FB正常工作时的电位，那么该分压器应满足
3?NAUXR18 (4.30) ??Vo?Vd??NSR17?R18FB引脚的电阻分压器用于检测输出电压，由公式（4.30）得到电阻分频器比例：
3NSR18 ?NAUX??Vo?Vd?R17?R18在这里，取R17为47K，则R18为10K。
4.6 线补偿电路的分析
MOS管的导通是由芯片内部的逻辑电路控制的，而MOS管的关断是在由CS引脚电压与
Vs给定的参考进行比较来控制的。初级峰值电流达到峰值到控制MOS管关断时，Vpk这里有一个恒定的延迟时间Td?off。这种延迟可以等价为初级峰值电流值与理想值有一定差值?Ipk，其中?Ipk满足
2?Vin?rms?sin??Lp??IpkTd?off (4.31)
不同的输入电压导致不同ΔIPK，这将导致了不同的恒定输出电流值。因此，为了减少或消除这种间隙并达到更好的输出电流的精度，线补偿电路是必要的。一个从直流母线连接到CS引脚的电阻RCOMP，可以取消该峰值电流差距 ΔIpk。补偿电路应满足：
2?Vin?rms?sin??R14?RCS?RCS??IPK?Rcomp?R14?Rcs2?Vin?rms?sin??Td?off?RCSLP (4.32)
当RCS??R14
Td?off?RcsR14? (4.33)
Rcomp?R14Lp由于延迟时间Td_off包括芯片内部延迟时间，大约为80ns。本电源设计的延迟时间取80ns，由公式（4.33），可以得到
R14?LP3.3?103?0.55?10?33Rline??R14??3.3?10?45M （4.34) ?9Td?off?Rcs80?10?0.5