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的电位高于它的反相端电位时，就能在电压比较器的输出端得到高电平输出。反之输出端输出低电平。通过调控误差放大器和控制放大器的工作状态来改变3端V A 控制电平的大小，VA 控制信号电平越大，则输出PWM脉冲宽度越窄，反之变宽。 （4）供电与基准电源电路
TL494电源供电端12脚其允许输入电压可达7~40V 。因TL494内置一个5.0V的基准电压源，因此无需外部稳压器；使用外置偏置电路时，可提供高达10mA的负载电流。该基准电源能提供±5%的精确度。14脚为5V基准电源端，并作为电路过流保护取样输入。
（5）输出控制电路
输出电路在TL494芯片内置2只NPN功率输出管，可提供500mA的驱动能力。输出电路工作状态由13脚来控制，当为低电平时两个功率输出管状态由PWM比较控制器和死区电压比较器直接控制，两功率输出管同相控制；当13脚为高电平时，一般是直接取至5V 基准电压，TL494内部D触发器控制两功率输出管，并交替导通，去驱动推挽或桥式变换器。TL494的测试波形如图2.9所示。
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图2.9 TL494的测试波形
2.2.2 TL494引脚的接线
PWM控制器电路其核心采用专用集成芯片TL494。通过适当的外接电路，不但可以产生PWM信号输出，而且还有多种保护功能。4脚电压来自5V基准电压通过电阻分压后所产生电压和输出采样控制信号形成了死区的控制电平。TL494 控制放大器的反相端15脚直接取14脚5V基准电源电压为控制放大器参考电压，误差放大器的2脚由14脚5V基准电源电压通过电阻分压后一般为2.5V提供作为误差放大器参考电压。其中控制放大器的反相端15脚5V基准电压与同相端16采样到的过流检测控制电压（一般约为1.5V）共同作用来控制TL494的8和11脚两输出端的输出信号，而误差放大器的2脚的参考电压与反馈至误差放大器的1脚输出采样电压共同作用来控制TL494 输出端输出脉冲的宽度。
在引脚4与14之间接入充电电容C1，在VCC接通瞬间，Uref通过加至引脚4使输
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出晶体管截止。随着C1充电电压增加，引脚4上电压下降，占空比增大，从而完成软启动。软启动时间tSS=C1R1R5/(R1+R5)。
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图 2.10 TL494外围接线
2.3 隔离驱动电路的设计
因为主电路电压均为高电压、大电流情况，而控制单元为弱电电路，所以它们之间必须采取隔离措施，以提高系统抗干扰措施。有变压器隔离和光电隔离两种，一般采用的隔离方式是用脉冲变压器和光电耦合器进行隔离。可采用带光电隔离的MOSFET驱动芯片TLP250。光耦TLP250是一种可直接驱动小功率MOSFET和IGBT的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动能力达1.5A。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，使驱动电路特别简单。
功率MOSFET驱动的难点主要体现在功率器件的特性、吸收回路和栅极驱动等方面。MOSFET是电压控制型器件，静态时几乎不需要输入电流，但由于栅极输入电容Cin的存在，在开通和关断过程中仍需要一定的驱动电流来给输入电容充放电。功率MOSFET的极间电容较大，因而工作速度和驱动源内阻抗有关。虽然无法降低Cin的值，但可以降低栅极驱动回路信号源内阻Rs的值，从而减小栅极回路的充放电时间常数，加快开关速度。下面首先介绍TLP250的结构和引脚使用方法，然后分别介绍以上各项。
2.3.1 驱动芯片TLP250
TLP250是8脚双列封装结构，包含一个光耦合器、前级放大器、触发器、后级功率放大管。
1.光耦合器
光耦合器通常简称为光耦，它是由发光二极管和接收二极管组成。当发光二极管
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通过毫安级的电流时，接收二极管能产生出微安级的电流和不大的电压。光耦的隔离耐压通常大于1500V，分布电容小，干扰也很小。
2.前级放大器
前级放大器是一个运算放大器（比较器），放大倍数大，输出脉冲沿较陡。 3.触发器
触发器能使输出电压波形的上升沿和下降沿很陡，能使功放级脉冲的上升时间和下降时间小于0.5pS，“拉”、“灌”电流的峰值可以达到安培级。
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图2.11 TLP250的引脚及内部结构简图
引脚说明如下：
引脚1、4：空引脚； 引脚2：阳极； 引脚3：阴极； 引脚5：电源地；
引脚8：集电极电压端； 引脚6、7：输出端；
TLP250的典型特征如下： （1）输入阈值电流（If）：5mA（最大）； （2）电源电流（ICC）： 11mA（最大）；
（3）电源电压（VCC）： 10～ 35V； （4）输出电流（IO）： ± 0.5A（最小） ； （5）开关时间（tPLH /tPHL）：0.5μs（最大）； （6）隔离电压：2500Vpms（最小）。
使用TLP250时应在管脚8和5间连接一个0.1μF的陶瓷电容来稳定高增益线性放大器的工作，提供的旁路作用失效会损坏开关性能，电容和光耦之间的引线长度不应超过1cm。
2.3.2 MOSFET驱动电路
1.对MOSFET驱动电路的设计要求是：
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（1）开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡。在栅极驱动设计中，一个关键的控制参数就是外部串联栅电阻R3。这会抑制峰值漏-源电压，并防止由功率MOSFET的引线电感和寄生电容引起的栅极振荡。但串联栅电阻也会影响MOSFET的开关损耗。因此这个串联电阻跟驱动电压，结电容，驱动电路元件载流能力是相关的。为了保证栅极电荷快速泻放，此时阻值要尽量小，一般取4.7~100Ω。通常为了保证快速泻放，在R3上可以并联一个二极管。当泻放电阻过小，由于走线电感的原因也会引起谐振（因此有些应用中也会在这个二极管上串一个小电阻），但是由于二极管的反向电流不导通，此时R3又参与反向谐振回路，因此可以抑制反向谐振的尖峰。这个二极管通常使用高频小信号管IN4148。
（2）开关管导通期间，驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定，以使其可靠导通。 （3）关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断。MOSFET的栅极G与源极S要加一个放电电阻，是针对MOSFET的栅极G和源极S间的高输入阻抗而加的。因为高阻抗相对于空间寄生电容来说，也可能藕合到足够高的噪声信号在栅极G和源极S上。这个噪声信号有可能异常开通MOSFET。另外，这个电阻也可以防止静态不通电时的ESD损坏。这个电阻一般取10K~100KΩ。
（4）关断期间驱动电路最好能提供一定的负电压避免受到干扰产生误导通。 （5）要求驱动电路结构简单可靠，损耗小，最好有隔离。选用TLP250光耦既保证了功率驱动电路与PWM脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动MOSFET的能力，使驱动电路特别简单。
2.采用TLP250芯片的驱动电路设计
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图2.12 TLP250驱动电路
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输出端7和输出端6并联（避免插件接触不良），经过R3限流接到MOSFET管的栅级。R4是放电电阻，当驱动芯片未插上或接触不良时没有栅压。外接负偏压，通过数毫安的电流后，使稳压管VS稳压，得到5 V的负偏压。其阴极（正电压端）接MOSFET的源极S，当输出端7为低电位（近似5端的电位，即辅助电源VCC的负端电位）时，栅极电位低于源极，即负偏，MOSFET管可靠地截止，不易受干扰。
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2.4 辅助电源的设计
该部分的功能是主要用来给功率主回路的控制电路、驱动电路供电，为开关电源部分所使用的芯片的提供驱动电压。由于所需辅助电源的功率一般较小，辅助电源应该力求简单、可靠和小巧。根据辅助电源与功率主回路的关系，开关电源中的辅助电源可以分为两大类：
（1）独立型。辅助电源独立于功率主回路，在功率主回路即使不工作时，辅助电源也要正常供电。主要用于大功率或中功率电源系统。
（2）非独立型。由主变换器高频变压器输出的一部分构成辅助电源，主要用于中小功率电源系统，有利于减小整个电源的体积，实现小型化，节约成本。特点是辅助电源与主变换器二者的工作状态互相制约。如果辅助电源不给控制电路供电，主变换器将不工作。而当主电路不工作，辅助电路也随之关闭。所以在电源的启动阶段需要一些方法给控制电路提供能量，然后过渡到正常的工作状态。
本设计采用一种由自激式反激式高频变换器（RCC）构成的辅助电源。RCC电路不需要外部时钟的控制，由开关变压器和开关管就可以产生振荡的原因，使线路的结构非常的简单，这样就致使成本低廉。
RCC电路的主要优缺点如下： （1）电路结构简单，价格成本低。
（2）自激式振荡，不需要设计辅助电源。
（3）随着输出电压或电流的变化，启动后，频率周期变化很大。 （4）转换的效率不高，不能做成大功率电源。 （5）噪声主要集中在低频段。
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