图18 测试驱动器的试验
二、衰减器与测试驱动器
这部分的电路相当简单，其中衰减器一装就成。但是测试驱动器的设计调试并非那么容易，笔者先后面临三个需要解决的问题。
一是运放IC的电流输出能力问题。运放IC内部均设有输出限流保护电路，通用型运放仅保证毫安级的最大输出电流。此表测量时驱动器最大输出电流达到12mApp左右，所用运放能不能符合要求，还是未知数。正因为如此，笔者动手搭焊电路后，第一项试验就围绕它来开展。把常用的运放IC装到电路中（如图18的同相驱动器），接10Ω负载，输入由低频信号发生器产生的合适正弦信号，用示波器进行监测。经试验，TL062、TL072、TL082在输出高于10mApp时有明显失真，达到20mApp就进入限幅，即不能再增长。 CA3240只测了12mApp时的输出情况，波形负半周削波十分严重。LM358直至输出20mApp才见到明显失真，此时已进入限幅。LF412、 LF353的表现与LM358相近。这说明，前4种IC均不能采用，后3种可以过关（后来又增加NE5532、AD827）。笔者留意到，限流保护电路表现良好的后3种IC均为NS公司的设计，想起该公司新一代音频功放IC中的Spike保护电路如此著名，方意识到这方面原来是有传统的。
二是输出阻抗问题。如果不够低，就会令ESR表测量信号源的内阻变得过大，达不到原设计要求，从而影响测量精度。试验时，电路、仪器的连接与检查最大输出电流时相同。采用1.3Vpp的100kHz正弦波作测试信号，通过接入与不接入10Ω负载，观察输出波形的幅度变化，以此判断输出阻抗符合要求与否。实际上，这项测试还检验了运放的大电流输出能力。试验证明，GBW（增益带宽乘积）越大的运放IC，在这里的表现确实越好，与理论相吻合。LM358、 MC1458、TL062根本不行，LF412、LF353、TL072、TL082、CA3240表现尚可，NE5532、AD827表现较佳。 三是表笔的长引线导致运放自激问题。这种自激不是国外称之为“奈奎斯特振荡”的大环路自激，而是产生自输出级，实质还是长引线的电容效应引起。运放内部的输出级为多级射极跟随器（或类似结构），带电容负载容易出现本级振荡，关于这一机理的解释，国内编写的资料似乎从未出现。感兴趣的读者可参看日本黑田彻的《晶体管电路设计与制作》译本。笔者试验发现，几乎所有型号的运放都有这一自激问题潜在。输出端接示波器的X10探头时（相当于接上具有屏蔽引线的表笔），有的运放（如LM358）自激严重，有的运放（如LF412）有时候能观察到自激发生，有时候又一直
不出现。为保证ESR表能可靠使用，需彻底根治。笔者几经思考，“发明”了图17中的R7这一电阻。只要R7达到22Ω，试验的运放都不出问题。R7的存在会导致驱动器输出阻抗稍升高，但为稳妥起见，笔者最后还是取较高值的47Ω。
笔者还试验了图18中的反相驱动器电路，表明其特性与同相驱动器没有本质的区别。须注意的是，图18中的两种驱动器电路均带有电压衰减功能。反相驱动器电路的衰减比率为10:1，不同于同相驱动器电路的11:1。
换用不同运放IC时的正弦波振荡器输出 表1
IC型号 TL062 LM358 MC1458 LF353 LF412 NE5532 AD827
频率 100kHz 90kHz 95kHz 130kHz 130kHz 150kHz 150 kHz
振幅 245mVpp 225mVpp 200mVpp 280mVpp 275mVpp 300mVpp 300mVpp
常用双运放的频响和功耗参数 表2
IC型号 TL062 TL072 LM358 MC1458 CA3240 LF353 LF412 NE5532 AD827
GBW(MHz) 1 3 1 1 4.5 4 4 9 75
静态电流（mA） 0.25* 2.8 0.6* 2.3 8 4.3* 3.6* 7* 10* 三、表头驱动电路
表头驱动电路是整个ESR表电路中笔者设计试验最花时间的部分。期间，曾多次走过弯路。 最先试验的是如图19所示的常见电路。此电路中，VD1~VD4构成桥式整流，将AC信号变换为DC信号。并利用IC2B提供的负反馈，改善变换的线性。开始时，笔者用LM358对图19的电路作试验。Rm不接，改为50μA表头（实际使用MF30指针万用表的50μA挡），RP1调为100Ω。输入 30mVrms正弦信号，此电平与ESR表工作时相近，按简单理论，表头应有20?30μA的电流流过，但表头的指针几乎不动，有2?3μA，指示的电流远小于预计值。这说明，此电路的低电平线性极差。 这个运放配桥式整流器的电路与图17中的表头驱动电路一样，等效于一个压控电流源，如图20所示。对于理想的运放，图20有如下线性关系：I=Vin/R。由于测量频率高达100kHz，实际运放的开环增益在此频点上大幅下降，已不能再视为理想运放。就AC/DC变换来说，理想的变换效果应为图21(a)和图21(c)所示的样子。但实际得到的是图21(b)和图21(d)所示的效果。对于刚才的试验，示波器观察表明，ΔV和ΔT在波形中所占的比例，比图里画出的要大得多。也因此，变换特性很差，表头只得到很小的电流。
图19 运放配桥式整流器的表头驱动电路
再看图19所示的表头电路，流过表头的电流必流经其中2只二极管。也就是说，表头支路在正、负两个方向上，除表头的压降外还有2只二极管的压降，运放增益为此付出的额外“开销”也更多，线性较差也就不奇怪了。于是，笔者转向国产DA-16毫伏表所采用的表头驱动电路方案，如图22所示。该电路的二极管用量比前者少一半。电路试验表明，图22电路的转换“增益”较高，比图17还要高，原因是C2、C3具有峰值保持作用。但经过多次反复试验，低电平时的线性表现仍甚差，纵使VD1、VD2换上锗二极管，也无法满足现在ESR表的要求。为此，笔者特意在网上找来DA-16毫伏表的正面照片一看，方恍然大悟。原来，该毫伏表的电压刻度是专门绘制的，低值区部分的刻度间隔并非像标准电压表那样均匀分布。
图20 压控电流源的概念图
图21 理想的AC/DC变换与实际的AC/DC变换
最后，笔者采用第三种（也就是图17的表头驱动电路）作试验。为求得最佳的电路效果，笔者以运放的增益“开销”为重要的判断标准，对该电路进行了分析计算。分析计算用的电路如图23所示。图中，表头M的内阻为Rm，两只电阻取值一样，均为R1。
忽略二极管VD上的压降，假设表头M的满幅电流Im=100μA，表头内阻Rm=2kΩ，输入电压Vi=40mVrms（相当于113mVpp）。那么，当R1=Rm，则运放输出最大的正向电压时有： I1=V1/R1=200μA V1=Im（R1+Rm）=0.4V Rf=Vi/If≈133Ω If=I1+Im=300μA Gv=Vo/Vi=1+V1/Vi=1+0.4V/40mV=1+10=11
最后一项的Gv是运放的闭环增益。其值越大，对运放提出的要求也越高。对于已选定的任一运放，这个闭环增益越大，可用的负反馈量就相应减小，线性度因而变差。类似地，可以计算R1其他取值时的结果，这样就得到表3。
从表3可看出：R1取值高于Rm时，闭环增益升高，导致表头驱动电路的负反馈量减小，不利于消除二极管整流的非线性。R1取值低于Rm时，R1越小，无用的输出电流越大，且Rf值开始偏离常用元件的范围，在可用负反馈量上的得益却不多。因此，笔者决定取R1=0.5Rm的方案。鉴于MF500表头电路（图 17虚线框）内阻为2.5kΩ，故R1取值为1.2kΩ。Rf则为22Ω固定电阻和200Ω微调电阻的串联之和，以便用作欧姆调零的粗调，于是得到了图 17的表头驱动电路。
以上的计算，实际是表头流过最大电流时的情形。若考虑二极管VD的压降影响，则当VD为锗管时，因为约有0.1V的压降，由0.1V/40mV=2.5可得，表3中的Gv值均应加上2.5。当表头电流减小（输入信号减小），由于二极管VD的压降基本不变，此时对运放提出的要求会增加。现在回头看图19的运放配桥式整流器的表头驱动电路，由于二极管数量增加了一倍，对于高灵敏度的表头来说，其低电平的线性将明显差于图17的表头驱动电路。
确定电路之后，下一步是选用合适的运放。笔者将手头的运放装上电路，进行线性度的检查。用2.7kΩ的电阻代替表头电路，向运放输入100kHz不同电压的信号，用数字万用表测量电阻两端的DC电压，得到了表4的结果。
可以看出LF412和LF353的表现较差，NE5532则可以与GBW达75MHz的高速运放AD827媲美。用示波器观察信号波形，也是如此结果（参见图21）。笔者查阅运放手册发现，GBW高于10MHz的高速双运放，不是难于购买、价钱高昂，就是静态电流过大，几乎没有低于10mA的。 NE5532的静态电流仅7mA，比AD827小30%。NE5532是曾被称为音响运放之皇的NE5534的双运放版，以音频和低噪声应用最为著名。在这个工作频率达100kHz的场合中，它的表现如此优异，令我刮目相看。难怪当年美国BB公司推出迄今仍是业界最高性能的R-2R音响用DAC芯片 PCM63时，舍弃众多的新一代高性能运放，选择了NE5534用于应用电路的评估演示，并写进Datasheet里。笔者一共试验过两种NE5532，一种是原厂SIG公司的，另一种是到本地电子商店新购的TI公司制品。试验证明，两者在ESR表中的表现没有差别，静态功耗也接近一致。