河南机电高等专科学校毕业设计/论文
第四章 电路设计
4.1 设计要求
4.1.1 设计技术指标要求
在输入电压为3～40V的条件下 本设计输入电压选择3V。
a.输出电压为±12V时，输出电流为100mA ；输出电压为3.6V时，输出电流为500mA。
b.振荡频率10HZ～100KHZ，本设计振荡频率选择20 KHZ。 c.电压调整率≤1%（输入电压范围为3～40V）。 d.负载调整率≤1%（输入电压3V下，空载到满载）。 e.纹波电压（峰峰值）≤100mV，本设计选择40mV.
4.1.2 设计电路要求
此设计在输出电流、高效率、小型化，输出电压的要求：1.需求的输出电流较小，可选择FET内置型；输出电流需要较大时，选择外接FET类型。2.关于效率有如下考虑：如果需优先考虑重负荷时的纹波电压及消除噪声音，可选择PWM控制型；如果同时亦需重视低负荷时的效率，即可选择PFM/PWM切换控制型。3.如果要求小型化，则可选择能使用小型线圈的高频产品。通过使用高效率的产品，相对可使用较低电感值的线圈。即使用小型线圈，即使用的是小型线圈也可得到相同的效率及输出电流。但是因为当DC/DC变换器高频化后由于开关次数随之增加的原因。开关损失也会增大，从而导致效率会有所降低。因此效率是由线圈性能提升与开关损失增加两方面折中决定的。线圈：如果追求高效率，最好选择直流电阻和电感值较小的线圈。但是如果电感值较小的线圈由于频率较低的DC/DC，就会超过线圈的额定电流，线圈会产生磁饱和现象，引起效率恶化或损坏线圈。而且如果电感值太小，也会引起纹波电压变大。所以在选择线圈时，则流向线圈的电流不要超过线圈的额定电流。4.在输出电压方面，如果输出电压需要达到固定电压以上，或需要不固定的输出电压时，则可选择输出可变的VDD/Vout分离型产品。5.有力的技术支持工具。技术支持的方式为2部分：一部分为硬件，包括
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提供评估线路、外接组件支持；另一部分为提供一些摸板软件以便在实际测试前可以做出评估，节省设计时间。
4.1.3 电路器件的参数选择
1） 如何选择电感
DC-DC变换器的本质是将电能以磁通量的形式储存在电感中，然后再将该能量转移到负载上。正因为储存的是磁通量，而不是充电电荷，所以只要选择恰当的开关策略，就能使输出电压比输入电压高、低或者极性相反。为实现高效的能量转移，配合MC34063使用的电感应该满足三个要求：首先，电感的感应系数应当很小，以保证在最差情况下(输入电压最低、功率开关打开的时间最短)电感中能存储到足够的能量，但感应系数也不是越小越好，因为还要保证在另一极端情况下(输入电压最高、开关打开时间最长)MC34063及电感的最大(开关)电流指标不至于被突破；其次，电感必须能够存得下需求的磁通量，也就是电感不能进入饱和状态。在基于MC34063的常规设计中，可以使用铁氧体工艺制造的可表面贴装的小型电感，只要它们满足饱和电流为300mA～1A，同时直流电阻小于0.4Ω的条件；最后，电感的直流电阻越小越好，以保证电感线圈不会消耗过多的能量，因为这会使电感产生过多热量。在选用电感时还应考虑到电磁干扰的问题，一般圆弧形状的电感对减少电磁干扰有比较好的作用。还有一点也是最重要的，就是在选择电感前一定要先确定整个电源电路的输入电压、输出电压、输出电流的最小值和最大值。
a.在升压变换器设计中如何选择电感
在一个升压变换器中，电感中存储的能量如下式所示：
PL=(VOUT+VD-VIN MIN)(IOUT) 式中，VD是二极管的压降(对1N5818肖特基二极管来说是0.5V)。为保证变换器能调整输出电压，每个周期中由电感提供的能量必须不小于： E7 PL/fOSC 其中fOSC即为LT1111内置振荡器的固有振荡频率72kHz。当开关关闭时，电感中的电流可由下式表示：
其中R'表示功率开关的等效电阻(25℃时的典型值为0.8Ω)与电感直流电阻的和。如果功率开关上的压降和VIN相比很小，则可得到一个简化的公式：
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上面这个公式假设的前提是t=0，而且电感中的电流为0。这种情况的电感工作于“不连续模式”，因为电感中的电流被我们假设为0了。实际上，电感中的电流是不可能突然降至0的。将t的取值改为MC34063参数表中所示的开关打开的时间(典型值为7μs)，就可以求出针对某个特定的L值和VIN的IPEAK值。求出IPEAK值后，在开关即将关闭前电感中存储的能量就可以用下式求出：
式中，EL的值必须大于PL/fOSC以保证变换器能传
递(或者说转移)需求的能量。为提高效率，IPEAK值必须保持在1A以下，更高的开关电流只会导致开关上的压降增加而使总的效率降低。总之，开关电流应尽可能小，这样会使开关、二极管及电感上的损耗也会相应低一些。
b. 正压变负压的设计如何选择电感 所有的输出功率都来自电感L1。这时：
在这种变换器模式下，功率开关被接成共集电极接法(与降压模式相同)。功率开关上的压降可以等效为一个0.75V的电压源和一个0.65Ω电阻的串联电路。
当开关关闭时，电感中的电流可以表示为：
其中R'为电感的直流电阻值加上0.65Ω，而VL为输
入电压VIN减去0.75V。
2） 如何选择电容
选择合适的输出电容和选择合适的电感同等重要。如果这个滤波电容选择得不好，那么变换器的效率可能会降低，输出纹波也有可能比较大。我们通常使用
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的普通铝电解电容，虽然比较便宜而且容易买到，但它的等效串联阻抗(ESR)和等效串联电感(ESL)的特性都比较差，不适合配合MC34063使用。市场上有专为开关式的DC-DC变换器设计的ESR值较小的铝电解电容，它们的特性比普通的铝电解电容好很多，特别是ESR值可以做得很小。钽电容的特性也非常好，只是价格比较高。通过实验得知，在基于MC34063的变换器中，使用上述三种容量均为100μF的电容(假设变换器的最大开关电流为500mA)，不同的电容表现是不一样的。使用普通铝电解电容的变换器的输出过冲最高达到120mV，而使用专用铝电解电容及钽电容的变换器的输出过冲最高就只有35mV左右。
设计工程师应该充分利用ILIM特性来降低输出纹波的幅值。以变换器工作于连续模式为例，如果是升压变换器，其连续工作模式的条件是：
一旦输入、输出电压满足上式的关系，在开关关闭时电感的电流就不会回到零。而等到开关再次打开时，电感中的电流将从这个非零值开始增长。电感中的电流在比较器关闭振荡器之前已经增长到一个相当高的值了，这个较高的电流值将会造成输出纹波过大，这显然需要更大的输出滤波电容和电感来抑制。不过，由于有了ILIM特性的支持，开关电流可以在到达一个用户预先设定的值处触发功率开关关闭。这样，输出纹波就能减小到最小的程度，对输出滤波电容的要求也就会低得多。
3） 如何选择二极管在MC34063的应用中，选择箝位二极管时必须遵循的三条准则包括开关速度、正向导通时的压降、漏电流。我们通常用来作整流器的二极管，如1N4001是绝不适于开关型电压变换器的，它们的额定电流虽然可以达到1A，但开关时间却长达10μs～50μs，这是不可接受的。如果用户使用这种整流管，那么变换效率将受到严重影响，甚至完全不能工作。
大多数MC34063的应用电路中可以使用1N5818肖特基二极管，或是它的可表面贴装的互换型号MBRS130T3。1N5818在通过1A电流的情况下，其正向导通时的压降为500mV，1N5818的开关时间较快，漏电流只有4μA～10μA，这使得1N5818比较适合MC34063的需要。如果变换器的最大开关电流不超过100mA，那么用户也可以选择1N4148，这种二极管在25℃时的漏电流只有1nA～5nA，而且比1N5818更便宜，只是它的通过电流较小，因而不允许在1A的开关电流下工作。
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河南机电高等专科学校毕业设计/论文 4.2 升压电路图设计及相关计算 4.2.1 升压电路原理图及原理解释 L58uHR33V180Rsc0.289MC3406387651234Ct1293pFR2C1100uFR13.8K37KU0C0110uF 当开关S接通时，供电电源E接于电源L两端，使流经电感的电流逐渐增大并储存能量。当开关S断开时，电感L和电源同时向负载和电容提供能量，此时电流经二极管Vd流向负载电阻RL并向电容充电。由电感L在释放能量期间，其两端的电动势的极性为右正左负，故负载上得到的电压将高于电源电压Vin，若开关S反复接通与关断，只要其频率高于RC乘积的倒数，即可使负载电阻RL两端获得连续的直流电压。片内开关管VT1即起图（b）的作用。
图（a）中过流保护是依靠接在6、7脚之间的外接电阻Rs上的电压降来实现的，限流动作电压为330mV，则限流电阻Rs=330mV/ Ipk，式中Ipk为限流值。外围电路的其余元件参数按式（4～26）～（4～32）进行计算。 即V0=1.25*（1+R2/R1） （4～26）
Ton/Toff=[ V0+ Vf –Vin]/[ Vin-Vces] （4～27）
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345TitSizBDaFil4.2.2 升压电路的相关计算公式