因此，实际上当没有信道误差时量化语音矢量sq(n)是仿真解码语音矢量。在图A.2中，后向综合滤波器调节器23需要这个量化语音矢量sq(n)以更新综合滤波器系数。类似地，后向矢量增益调节器20需要增益调节激励矢量e(n)以更新对数增益线性预测器的系数。
在继续对下一个语音矢量进行编码之前的一项任务是更新综合滤波器9和感觉加权滤波器10的存储器。为完成这项任务，我们先保留滤波器9和10的存储值，后者是完成零输入响应计算（在3.5节中描述）后被保留下来的。然后我们置滤波器9和10的存储值为零并且合上开关5。也就是说，把它与结点7连接起来。接着，增益调节激励矢量e(n)被传送到两个滤波器9和10的存储器。注意到因为e(n)只是5个样值的长度，滤波器有零存储值，乘加的数目对5个样本的周期只从0上升到4，这在计算量上是一个很大的节省。因为如果滤波器存储值不是零，每个样本将有70次乘加。然后，我们再把原先保留的存储内容与对e(n) 滤波后新建立的滤波器存储值相加。结果，这就是把滤波器9和10的零输入响应与零状态响应相加。这使得滤波器的存储值按期望设置，它被用于计算在下一个语音矢量编码期间的零输入响应。
注意到滤波器存储值更新后，综合滤波器9的存储器的头5个元素与期望的语音矢量sq(n)的元素完全相同。因此，实际上，我们能忽略综合滤波器22而从综合滤波器9的更新存储器值来获得sq(n)，这意味着每秒节省50次乘–加运算。
到现在为止描述的编码方法是针对一个单独的输入语音矢量的。整个语音波形的编码通过对每个语音矢量重复上面的操作而获得。
3.11 同步和带内信号传送
在上述对编码器的描述中，假定解码器知道接收的10-bit码书索引的界限值，也知道什么时候综合滤波器和对数增益预测器需要更新（回忆它们每4个矢量被更新一次）。实际上，这样的同步信息通过在16kbit/s位流的顶部加一同步位就可有效。但是，在许多应用中，有必要插入同步位或带内传送信号位成为16kbit/s位流的一部分。这可以按下列方法办到：认为一个同步位每N个语音矢量被插入一次，那么，对每次第N个输入语音矢量，我们可以只搜索波形码书的一半而产生一个6bit波形码书索引。用这种方法，我们每次从第N个传送的码书索引中得到1位，插入1个同步位或带内传送信号位。
注意到我们不能从一个已经选出的7-bit波形码书索引中任意得到一位，相反，编码器必须知道哪一个语音矢量将被去掉一位，然后对于这些语音矢量只搜索一半码书。否则，解码器对这些语音矢量将没有同样的解码激励码矢量。
因为编码算法有一个四矢量的基本自适应周期，让N是4的倍数是合理的，以便解码器能容易地决定编码自适应周期的界限。对一个合理的N值（例如16，对应于一个10ms的位擦除周期），在语音质量上的降低基本上是可忽略的。特别是，我们发现N=16的值导致极小的偏差。这个位擦除速率仅是100bit/s。
如果上述方法被采用，我们建议当期望位是一个0时，波形码书的前一半被搜索，也就是说，这些矢量具有下标0到63。当这个期望位是1时，那么，码书的另一半被搜索，结果索引值在64到127之间，这种选择的意义是期望位在码字的最左边。因为7位波形码矢量先于3位符号和增益码书，我们进一步建议同步位从一个四矢量周期的最后一个矢量获得。当
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它被检测的时候，接收的下一个码字可以开始新的码矢量周期。
虽然，我们陈述了同步能引起极小的误差，但我们注意到在包含这个同步方法的硬件上进行非正式的检测时，降低的质量没有测量出来。
但是，我们特别建议在编码器被重复接通和断开的系统中不要为了同步而用同步位。例如没有语音出现的一个系统可能用一台语音活动检测器来断开编码器。每当编码器被接通时，解码器就需要确定同步序列。按100bit/s算，这可能要花费几百毫秒的时间；另外，从解码状态到跟踪编码状态也需要时间。两者时间的结合将导致一种称作首尾削波的现象，这种现象是语音的起始点将被丢失。如果编码器和解码器在与语音起始时刻相同的时刻动作，那么就没有语音丢失。要做到这一点唯一的可能是在系统中使用外部信号来确定起始时刻和进行外部同步。
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4. LD—CELP解码原理
图A.3是LD—CELP解码器的框图，每个框的功能叙述在下面的章节中给出。
4.1 激励VQ码书
这个框含有一个激励矢量量化码书(包括波形和增益码书)，它与在LD—CELP编码器中的码书19是一致的。它用接收到的最佳码书索引来提取在LD—CELP编码器中选择的最佳码矢量y（n）。
4.2 增益调节单元
这个块计算已调节的激励矢量e(n)?y(n)σ(n)
4.3 综合滤波器
这个滤波器的传递函数与LD—CELP编码器中的传递函数是相同的（假设没有误差传输）。它对已调节的激励矢量e（n）滤波以产生解码语音矢量sd(n)。注意到在解码期间为了避免任何可能的舍入误差的积累，有时希望精确地复制用在编码器中的方法。如果是这样，那么若编码器获得sq(n)是从综合滤波器9的更新存储中得到的，则解码器也应该把sd(n)作为综合滤波器的零输入响应和零状态响应来计算，就象在编码器中那样。
4.4 后向矢量增益自适应
这个块的功能在3.8节中描述过。
4.5 后向综合滤波器自适应
这个块的功能在3.7节中描述过。
4.6 后滤波器
这个块对解码语音进行滤波以增强感觉质量。这个块在图A.7基础上进一步扩展以表示出更多的细节。参考图A.7，这个后滤波器主要由三部分组成：长时后滤波器71，短时后滤波器72和输出增益调节单元77。在图A.7中的其余四个块刚好是用于计算输出增益调节单
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元77中的合适的调节因子的。
绝对值和计算73调节因子74绝对值和计算71长时后滤波器解码语音72输出短时后滤波器增益调节77经过后滤波的合成语音7576一阶低通滤波器34长时后滤波更新信息短时后滤波更新信息从自适应后滤波来（块35）图A.7 后滤波器原理框图
长时后滤波器71，有时叫做基音后滤波器，是一个在将要进行后滤波的语音基频的整数倍处具有谱峰的梳齿滤波器。基频的倒数被叫做基音周期。基音周期可以利用基音检测器从解码语音中提取。令p是通过基音检测器获得的基音周期，那么长时后滤波器的传递函数可以表示为：
Hl(z)?gl(1?bz?p) (A.4.1)
在这里系数gl，b和基音周期p每4个语音矢量更新一次（一个自适应周期），实际的更新发生在每个自适应周期的第三个语音矢量。为方便起见，从现在开始，我们称一个自适应周期为一帧。gl，b和p的推导将在后边的4.7节描述。
短时后滤波器72由一个10阶零极滤波器和与之级联的一个一阶全零滤波器组成。10阶零极滤波器对共振峰间的频率部分进行衰减，而一阶全零滤波器试图补偿10阶零极滤波器频率响应中的谱的倾斜。
~,i?1,2,?,10是通过解码语音的反向LPC 分析而获得的10阶LPC预测器的系数，令ai~和 k可以通过50阶反向LPCk1是通过同样的LPC分析而获得的第一个反射系数。那么，ai分析（图A.5中的块50）附带地得到。我们需要做的事是使50阶Levinson-Durbin递推在10
~,a~,?,a~，然后从11阶到50阶重新开始Levinson-Durbin递阶时停下来，记录下k1和a1210推。短时后滤波器的传递函数为
1??biz10?i Hs(z)?i?110?1?? z? (A.4.2)
?1?i
1??aizi?1257
~(0.65)i ,i?1,2,?,10bi?ai(A.4.3)~(0.75)i ,i?1,2,?,10 (A.4.4) 这里 ai?ai(A.4.5)??(0.15)k1~系数ai，bi和?也是一帧调节一次，但调节发生在每一帧的第一个矢量处（也就是使ai尽快有效）。
总之，解码语音通过长时滤波和短时滤波后，滤波语音将不再与未滤波语音有相同的数量级。为了避免有时有大的增益偏离，有必要使用增益控制来迫使后滤波的语音与未滤波的语音有大致相同的数量级，这项工作由块73到块77来完成。
绝对值和计算器73对逐个矢量进行操作，它取当前的解码语音矢量sd(n)并计算它的五个语音样点的绝对值之和。类似地，绝对值和计算器74执行同类型的计算，但当前语音是短时后滤波器的输出语音矢量sf（n）。然后调节因子计算器75用块74的输出值除以块73的输出值获得现行sf（n）矢量的一个调节因子。这个调节因子随后通过一个一阶低通滤波器76以得到对应于sf（n）中的五个元素中每一个独立的调节因子。一阶低通滤波器76的传递函数为：
0.01(1?0.99z?1)
输出增益调节单元77利用低通滤波器的调节因子对短时后滤波器的输出进行逐个样点的更新。注意到因为调节因子计算器75对每个矢量只产生一个调节因子，如果没有低通滤波器，它将对块77逐个样点的调节操作有一个阶梯的影响。低通滤波器76对这样的阶梯波能有效地平滑。
4.6.1 非语言操作
CCITT客观测试结果表明:对一些非语音信号，当自适应后滤波器被关闭时，这个编码器的功能被改善，因为自适应后滤波器的输入是综合滤波器的输出，所以这个信号总是有效的。在实际实现时，当这个开关被置于使后滤波器无效位置时，这个未滤波的信号也就是输出。
4.7 自适应后滤波器
这一块一帧一次地计算和更新后滤波器的系数。这个自适应后滤波器在图A.8中被详细说明。
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