图4 H桥输出级电路
管构成的H桥结构。简化原理图如图4所示。由于输出管工作在开关状态，故具有极高的效率。理论上为100,，实际电路也可以达到80,~99,。
(3)减小滤波电感的附加损耗，磁芯材料选用低损耗的铁硅铝磁芯，绕制电感用漆包线尽量增大其线径。
(4)输出级电路板走线及外引线尽量加宽加粗。 4(滤波参数的计算
输出级采用LC低通滤波器，为了进一步降低高频纹波，每个半桥电路采用四阶Butterworth滤波器，电路结构如附录图5所示。
Ud
' LL L 负载 L' 2121 C C C' C' 1221 图5 LC低通滤波器
的选择的至关重要，除了满足滤波要求之外，它还直接决定着开关管的最这里电感L1
大开关电流，VMOSFET管开关电流的大小决定着最大可能的输出功率，当电感L选得较1大时，虽然滤波效果好，但开关电流小，输出不了大的功率，L选得较小时开关管的电流1
较大，功率损耗增大，且影响MOS管的安全。综合输出功率的要求，VMOSFET管的最大瞬时电流设定为8A(留有足够的功率容量)，在正常工作条件下，VMOSFET管导通时，加在电感L上的最大可能电压为U值(30V)，当选择开关频率为50kHz(载波周期T=20μs)，1d
并忽略MOS管的导通电阻和线圈内阻，在最大脉冲宽度条件下: UU30,6dd(μH) ,,,，，,IT,,LT201075L1max1LL811max ，
考虑PWM的开关频率(50kHz)远远大于DC-AC的逆变频(50Hz)，低通滤波器的截止频率点没有必要选择太低，经实验测定，取C=3μF，完全达到设计要求。 1
L、C的主要作用是进行二次滤波，取值较为灵活。实际中取L= L=75μH，C=2μF。22212由于电路对称，因而H桥对称的另一侧滤波器参数与本侧相同。
三、电路与程序设计 1(DC-AC主回路与器件选择 (1)主回路的结构
DC-AC变换器采用PWM调制的D类功率放大器，输入信号为双跟踪后的复合基准信号。组成框图如图6所示。
Ud
uu低通 驱动 开关功率 PWM o1 o 变压器 滤波器 电路 产生器 输出级 uF 复合基准信号uc 功率和频率-相位跟踪系统 uREF 图6 DC-AC主回路框图 (2)PWM产生电路及器件选择
实际电路由运放、比较器及CMOS非门搭建，原理电路从略。三角波振荡器采用低频教材中的典型接法，产生的三角波具有良好的线性，由于调制信号的频率(50Hz)较低，故载波频率选择为50kHz，完全满足抽样定理的要求。由于载波频率不高，故运放选用通用集成运放LM353，比较器选低功耗四比较器LM339，一个比较器与运放组成三角波振荡电路;另一个比较器产生PWM脉冲。单路PWM脉冲经由反相器裂相后形成一对极性相反的PWM1和PWM2信号，分别送给驱动集成块IR2110的LIN和HIN端。反相器选用6反相器CD4069，其开关速度满足要求。此外本电路还设计了输入幅度限制电路，以防止因输入幅度过大导致PWM部分时段无输出的现象，由于篇幅所限，原理从略。
(3)驱动、输出电路及器件选择
原理电路如附录图1所示。图中仅给出了其中半边电路，另一边与此基本相同，仅驱动输入端的PWM1和PWM2信号要进行交换。驱动电路采用可同时驱动一对互补对称输出管的驱动集成芯片IR2110，它可以驱动供电电压达500V的VMOSFET，驱动电流达2A，导通、关断时间分别为120ns和90ns，IR2110完全可以满足设计要求。本装置用两片IR2110芯片分别驱动H桥输出电路中的4个VMOSFET。输出开关管选用VMOSFET的型号为IRF640，因为它具有较小的导通电阻，只有0.18Ω，最大电流可达18A，耐压值为200V，且与IR2110配套时不需附加其它电路。
(4)低通滤波器设计及磁芯材料的选择
低通滤波电路及参数如前所述，采用双四阶Butterworth滤波器，电感磁芯选用低损耗铁硅铝材料，绕制用漆包线线径2mm，可进一步减小损耗。
2(控制电路
(1)同频、同相实现电路
同频、同相的实现方法已在前面进行了讨论，具体的实现电路如附图2所示。由运放IC1
oo组成的积分电路，实现了对参考信号的90相移，由ICA组成90相移补偿电路，其补偿调2
o整量很小，且可以进行调节(RW);由乘法器ICA与90相移电路一起组成鉴相器，实现了14
u与u的鉴相，由R、C组成低通滤波输出直流误差电压;由运放IC组成一开环比较放大rf963
o器对误差电压进行开环放大;由乘法器ICB来实现?90矢量的幅度控制，由R和R直接41516
o实现u与?90矢量的叠加，形成的叠加矢量经由运放ICB组成的同相放大器放大后作为r2
MPPT的电路输入。该电路可单独进行调试，由R、C相移电路来对逆变器产生的相移进行模拟。
(2)MPPT实现电路
电路原理如附录图3所示。取样电路采用电阻分压取样，其中一路可调。比较放大器采用OP07通用运放，对直流采用开环放大，由于放大倍数极高，可以保证当U变化和负载S变化时，具有极其准确的定比例跟踪关系。
由乘法器实现直流控制信号与经相位控制后的输入信号的相乘，达到改变复合基准信号幅度的目的。乘法器选择模拟乘法器MLT04。
3(保护功能的实现 (1)欠压保护
欠压保护电路持续测量电压U，当U<25V时(U值可通过软件设定)，监控模块输出ddd
关断信号，通过驱动电路IR2110的关断控制端立即关断驱动电路输出的PWM驱动脉冲，使输出级处于关断状态，设定延时约10秒后电路又重新开启，若欠压故障仍然存在，立即关断PWM驱动脉冲。
(2)过流保护
过流保护电路通过电流互感器持续测量负载电流I，当检测到I大于1.5A时(I值可ood通过软件设定)，保护电路动作，其保护过程与欠压保护相同。
四、测试方案与测试结果 1(主要测量仪器:
直流稳压电源:DF1731SD3A 100MHz数字示波器:TDS1202 +4位半数字多用表:VC9807A 函数发生器:SPF04(带频率测量)
电阻器:30Ω/30W、36Ω/30W 可变电阻器:0~50Ω/200W 失真度测量仪:KH4116A 2(测量方法
(1)电压电流测量:用数字多用表直接测量。
(2)功率、效率测量:输出功率P可以用测得的电压、电流的有效值U 和I直接o1o1o1相乘得到，由于输入端U、I均为直流信号，直接相乘即为输入功率P，效率按η = P/ Pdddo1d进行计算。
(3)相位偏差通过双踪示波器进行比对换算。 (4)失真度测试:直接用失真度仪测量。 3(功率跟踪、效率及失真度测量
直流输入U=60V，R=30Ω，调节R在30~36Ω之间变化;R=30Ω，调节R在30~36Ω之SSLLS间变化;测量U、I、U、I。测试数据如表1所示: ddo1o1
表1
R/Ω R/Ω U/V I/A U/V I/A P/W P/W η/% 失真度/% MPPT偏差/% SLddo1o1do1
30 30 29.98 1.01 14.76 2.01 30.28 29.67 97.98 0.41 0.07 30 36 30.01 1.00 16.17 1.83 30.01 29.59 98.60 0.41 0.03 36 36 29.99 0.84 14.77 1.67 25.19 24.67 97.93 0.32 0.03 36 30 30.00 0.83 13.47 1.82 24.90 24.52 98.47 0.50 0.00
可见MPPT相对偏差小于0.07%。另外还可以通过连续调节U来观测U?U/2的跟踪SdS情况。根据上表数据计算的平均效率约为η = P/ P=98.2%。 o1d
4(频率、相位跟踪测量
在反馈信号u与相位跟踪电路之间插入RC超前或滞后网络来模拟系统的较大相移，用f