三相4/6极混相变极电动机设计 此多速电机的假定值比单速电机的为小。
（2）双速电机的轭部磁密，双速电机高速运行时轭部磁密允许比单速电机时高，以便获得各种速度下合理的气隙磁密比和功率输出。
（3）由于兼顾几种极对数下的运行性能，磁路中常出现磁密过高现象，对此要做修改。
当齿部磁密Bt﹥1.8T时，按通常的校正曲线修正。
当定子轭部磁密Bj1﹥1.8T时，部分磁通可能从机壳中通过，使轭部实际磁密较按轭部的面积计算出的理论值低，轭部磁路所需要安匝数应乘以高饱和下的轭部磁路校正系数C11，C11值见表4-1。
表4-1 高饱和下轭部磁路校正系数C11
4.6 工作性能的计算
在主要尺寸、气隙以及定转子绕组和铁心设计好以后，就要进行工作性能的计算和起动性能的计算，以便与设计任务书或技术任务书或技术条件中规定的性能指标相比较，在此基础上对前面的设计进行必要的调整。
多速绕组大多具有不规则的绕组排列，因此产生远较普通单绕组为多的谐波，从而影响电机的起动、振动、噪声、温声等性能，绕组的设计需兼顾几个速度下的性能要求，并根据电机的工作状态，是接近恒功率还是恒转矩来决定各个转矩下的输出，因此，工作性能的计算和起动性能的计算尤为重要。
4.6.1定子电流的计算
I1*?I1*p?I1*Q （4.18）
由于作了前面的简化，定转子电流的有功分量相等，定转子电流无功分量的关系如
***下：I1Q?Im?Ix
*式中：Ix——额定负载时转子电流无功分量的标么值，又称满载电抗电流标么值；
22 21
三相4/6极混相变极电动机设计 *——额定负载时磁化电流的标么值，根据磁路计算的结果求出。 Im*****??1X?I1p1???1X?I1p? 定子电流有功分量的标么值：Ix22??这样在假设了电机的效率??以后，便可求出I1*，于是：I1?I1*IKW
4.6.2功率因数的计算
cos??I1*pI*1?II1*p*21p?I*21Q (4.19)
从上式可见，功率因数高低与定子电流无功分量I1Q的大小直接有关。若功率因数太低，不能满足技术条件中规定的指标，应设法降低Im（缩小定转子槽面积，降低各部分磁密；减小气隙；增加每槽导体数Ns1；增大Di1，放长li）或IX（增大定转子槽宽、减小槽主以降低），使它们的和I1Q降低。
4.6.3效率的计算
感应电动机的效率计算，写成标么值便是：
??P*???P*???*?*?1???100%???1?P1?P?N1?????????100% (4.20) ?式中：?P*——电动机所有的损耗标么值之和：
?P******?PCu1?PAl2?Ps?Pf??PFe (4.21)
***式中：PCu1、PAl2、Ps——分别是额定负载下定子绕组铜损耗、转子绕组铜（铝）
损耗和附加损耗的标么值；
Pf*?——通风和磨擦损耗的标么值；
*——空载时定子铁损耗的标么值； PFe负载功时附加损耗计算比较困难，我国有关生产和科研部门对大量不同型号和规格的感应电机进行了负载附加损耗的测定，得到统计的结果，规定在无实测值作参考时，对铸铝转子Ps?0.01（8级）
按式计算得到的效率?很可能与计算定子电流有功分量I1*p时假定的 ??不符，若
*计算出的?大于??，说明原来假设的??偏低，在此基础上计算出的I1*p和Ix偏大，致使I1****以及I2与它们直接有关PCu1和PCu2都偏高，最后算出的?则偏低，下一步假设时可取
* 22
三相4/6极混相变极电动机设计 ??????????5，显然???略大。反之，若计算了的????，第二次假设时则取???略小于?，
直到误差小于?0.5%为止。
4.6.4额定转差率的计算
感应电机的转差率是转子铜（铝）耗与电磁功率之比，写成标么值便有
*PCu2 SN? (4.22) ***1?PCu2?PS?Pf?从上式中的分析可见，脉振损耗和表面损耗在定子和转上都会产生，这里假定输入的有功功率扣除定子铜损耗和基本铁耗以后，其余的全传递给了转子。
4.6.5最大转矩倍数
根据电机学中对感应电机转矩——转差率特性的分析，当?1?1，感应电机的最大转矩：
Tm?2m1pUN?22?4?f?R?R?X?11???? (4.23)
根据额定功率可求出额定转矩：
TN?于是最大转矩倍数：
TT?m?TN*m2m1pUN?24?f?R?R?11?m1pUN?IKw2?f?1?SN? (4.24)
2?f?1?SN?1?SN (4.25) ?2?22m1pUN?IKw***??X??2??R1?R1?X??????*
就一般中小型感应电机而言，X?比R1*大得多，而?1?SN?的变化不大，因而影响最
*
大转矩倍数的主要因素是漏抗X?，设计中常对电磁负荷A以及B?以及槽形作适当的调
整以符合设计任务书中提出的最大转矩倍数指标。
4.7 起动性能的计算
三相感应电动机的起动性能主要是指起动转矩和起动电流对相应额定值的倍数。 与正常运行时比较，感应电动机起动时有两个显著特点：一是起动电流很大，这使定转子的漏磁路高度饱和；二是转子电流频率等于电源频率，比正常运行时高很多；使转子屠要中的电流产生集肤现象。
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三相4/6极混相变极电动机设计 4.7.1感应电机起动时漏磁路饱和效应及其对漏抗的影响
起动瞬间，电动机处于短路运行状态，转子和定子电流大大增加，一般可达额定值的4-7倍。由于定转子绕组的磁势正比于通过的电流，所以磁势也大为增加，以致漏磁路的铁心部分出现高度饱和的现象。
漏磁路的饱和主要引起定转子漏抗的减少，电流增加固然引起磁势成正比地增加，但由于饱和，磁通虽增加，却增加得很少，这样单位电流产生的磁链实际上减少了，因此漏电抗随着电流的增加而减小。此外，在起动过程中，定转子电流是变化的，铁心饱和程度也随之而变，因而漏抗也随饱和程度的变化而变化。当漏磁通磁路高度饱和时，铁心磁阻大大增加，此时，漏磁通磁路铁心部分的磁阻相对于漏磁路其他部分磁阻为说，就不能像正常运行时那样忽略不计了。
三相感应电动机起动电流一般为额定电流的4~7倍，便有起动电流假定值：
*???2.5~3.5?TmIstIKW
*式中：Tm——最大转矩倍数，三相感应电动机的最大转矩倍数约为1.6~2.2。
感应电动机最大转矩近似与漏抗成反比，起动时外施电压主要降落在短路阻抗上，
*起动电流也约与漏抗成反比。所以可用Tm来估计起动电流Ist对功电流IKW的倍数。
系数?2.5~3.5?和定子槽形（主要是槽口）有关，槽口大者饱和影响小，故取小值。
?的定子每槽磁势幅值为Fs1?2对应于起动电流Ist转子每槽磁势幅值为Fs2?2I2stNs2?2I2st
?Ist?1Ns1KU1
式中：Ns2——转子每槽导体数，笼型转子Ns2?1。
?st?Ist?，则根据绕组的折算，并忽略磁化电流，近似取起动时转子电流的折算值I2?有：Fs2?2Istm1N?1Kdp1Z2
在定子一个相带范围内，感应产生的转子各导体电流大小、相位不一，因此在计算
转子槽磁势幅值的平均值时，要乘以定子的分布系数Kd1，即
? Fs2?2Istm1N?1Kdp1Kd1Z2 (4.26)
从以上两式可计算出起动时产生漏磁的定转子槽磁势平均值为[22]：
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三相4/6极混相变极电动机设计 Fst??NZ1?12?s10.707???Fs1?Fs2?1??0?IstK?KK1??0 (4.27) U1d1p1??2?1Z2??上式中1??0是用来近似地修正前面假定起动时转子电流等于定子电流所带来的误差。在很多情况，可以近似地取作1。
设想由此定转子槽磁势平均值所建立的漏磁通经过齿顶铁心和两个气隙。忽略漏磁路铁心部分的磁阻，假设定转子槽磁势全部降落在漏磁路的气隙部分，则有虚拟磁密式中
BL??0Fst (4.28) 2??0式中：?0——当气隙长度与定转子齿距和之比为0.02时，?0?1，当气隙长度与定转子齿距和之比不同时，根据需用经验公式：?0?0.64?2.5?t1?t2，加以修正。
实际磁密比虚拟磁密要小。用Kx表示气隙磁势与总磁势的比值（也即实际磁密与虚拟磁密的比值），称做起动时漏磁饱和系数。显然BL越大，漏磁路越饱和，气隙磁势所占的比例越小，漏抗减少得越厉害。因此，谐波漏抗以及斜槽漏抗要减少到原值的Kx倍。于是，起动时定转子谐波漏抗：
****X?1?st??KxX?1，X?2?st??KxX?2。 **起动时斜槽漏抗：Xsk?st??KxXsk
对于槽漏抗的减少，通常是等效地看作定转子槽口加宽来计算的，即画出如图所示的槽漏磁通，把因齿顶部分铁心饱和引起的磁阻增加或漏磁通减少等效为槽口的扩大，认为槽口宽度由原来的b0增加到?b0?Cx?，这时齿顶宽度就由原来的?t?b0?减少为
?t??b0?Cs??，这样，Kx也可用来表示饱和情况下齿顶宽度与原齿轮顶宽度之比，即
Kx?t??b0?Cs?C?1?s (4.29)
t?b0t?b0于是漏磁路饱和引起的定转子齿顶宽度的减少为
Cs1??t1?b01??1?Kx?，Cs2??t2?b02??1?Kx? (4.30)
上两式中，t1，t2，b01，b02分别为定转子齿距和槽口宽度。
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