0.200k电阻：上臂2，下臂0，Q=-0.020 0.100k电阻：上臂2，下臂0，Q=-0.020 0.051k电阻：上臂3，下臂0，Q=-0.036
由上表的低阻部分可知，3倍档移相0.016弧度，10倍档移相0.02弧度，30倍档移相是0.036弧度，正好就是前两档之和0.016+0.020，与理论值相符。
上表的高阻部分，如51k档时的移相，未能达到理想的+0.036，这是表笔分布电容造成的。 程序设计时，只要已知放大器的总移相θ，就可以对结果进行修正。 设原测阻抗是a+jb
修正方法是：a 2= a*cosθ-b*sinθ，b2=a*sinθ+b*cosθ
本LCR表，只要在菜单7中输入两个放大器的移相的弧度参数的1000倍即可。当然，测量放大器移相时，这两个参数必须置0
修正后电阻验证法：取上述被测电阻重测，相位误差应为0，即Q=0
修正后电容验证法：在20欧档验证CBB、CL电容，取两个两同0.47uF CL电容，它的ESR稍大，单个测得ESR为R，两个串联则应为2R，并联须为R/2。测量高压的CBB，不管如何串并联，测得的ESR一般为0，Q为999显示。也可以用高压CBB电容串联低阻电阻，得到可测定的ESR
上述测量用7.8kHz档。 V/I变换器的相位补偿：
V/I变换器引入的相位误差有两方面
高频低阻大电流测量，相位误差主要是引线电感及仪表三运放的共模抑制能力引起的。这方面无须软件修正，三运放的共模抑制良好，其误差可忽略，引线电感可以采用相对值法消除，与万用表200欧档测量电阻时“去除表笔电阻”得真值的原理差不多。 高阻测量，V/I变换器的相位的误差就比较麻烦，最好采用软件修正。 高阻相位误差来源可分两部分：
其一、分布电容引入的附加耦合，如虚地对信号源热端的分布电容，TL082内部两运放的分布电容耦合、信号源质量等，都可能造成信号耦合。因此上臂的电流实为被测Zx上的电流与附加耦合的电流之和。其二、来自下臂输出对虚地的耦合（或其它受控源耦合），等效为下臂电阻上并联了一个分布电容。它造成下臂输出相位滞后。100k档相位误差最严重，而10k档相位误差按100k档相位误差的1/10估算即可。从频域看，相当于下臂电压产生了小量顺时针旋转（滞后），而对幅值的影响基本可以忽略。
以下建模计算分析。测试线分布参数属于被测电抗X的一部分，上臂限流电阻与下臂电阻
等值，都是100k，记作R，运放响应延时等效阻抗为Z1（并联在下臂R上），LCR表测得下、上桥臂阻抗比为k，无相位误差时k的理想值为k=U2/U1=R/X，而实际存在如下关系：
Z1Rk?U2U1?Z1//RXR?XXR?k?[(R?X)//Z0]XZ0?R?(1??Z1?RZ0XZ0?R?X?RZ1(Z0?R?X)XZ0(Z1?R)Z1(Z0?R)Z0(Z1?R)Z1(Z0?R)Z0(Z1?R)(1?，B)XZ0?R)
记A?R是已知的，k可以由LCR表直接测得，A可以通过校准得到，当B也测得，那么就有X=k*R*A*B。其中，Z0与Z1只相当于几个皮法电容的电抗，所以电抗很大。
那么，应如何理解A和B呢？当X很小时，如X=2k欧或5k欧，B是接近于1的，相位偏移量的附加量是A引起的，B几乎不起作用。当X很大时，A和B同时引起相位偏移，偏移量是A*B的角度量。
如果仅用Z=k*R*A表示测量结果，那么Z实际上是Z = X/B = X/[1+X/(Z0+R)] = X*(Z0+R)/(X+Z0+R) = X//(Z0+R)，高阻测量时，X是被测电容与表笔分布参数的并联电抗，而且Z0+R与X并联，说明最终得到的Z是Z0+R、表笔电容、被测电抗者的并联值。 综上，A表示V/I变换器的的附加相位偏移，B则反应一个结论，用Z=k*R*A作为结果时，它是开路残余电抗（Z0+R与表笔电抗并联）与被测电抗的并联值，因此，为了得到X，应以并联法扣除开路残余电抗。
通过以上分析，就可以得到一个很有效的A值测量方案：测定时，用Z=k*R计算阻抗。由于Z0和Z1比R大得多，所以A的模值接近于1，他对测量结果的模幅值的影响可以忽略，只需考虑A引起的移相，以免造成Q值测量严重误差。接入5k被测色环电阻（5k电阻Q值几乎为0的），B就接近于1且车辐角接近于0，因此测得Q值正是A的相位。所以，A就是模值为1，辐角为Q的复数。
直得注意的是，DDS前级、后级放大器输出也会存在一些残余耦合，高阻测量时，它也会使V/I变换器发生相位偏移。它们的影响，同样可以归算到A和B之中。
V/I变换器负反馈电阻上并联一个小电容，从输出端看，它引起电压相位滞后。从输入端看，相当于入一个超前的电流（超前补偿）。频率越高，这种反馈越强。有的LCR表采用一些技巧，减小高频反馈，如，100k反馈电阻使用10k与90k串联，串联的中心对地接一个小电容，这个电路，在高频时对反馈信号旁路，减弱了高频反馈，起到了补偿作用。 十、多途验证记录： 验证1：高Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22电容做为基准器件。这种电容具用很高Q值，它的Q值是大于这个LCR表的测量上限的。 X=16k，800至999(10k档) X=1.6k，700至999（1k档）
X=200欧，500至999(1k档)，999(7.8k档)
本LCR表有效测量上限为300左右。测得以上Q值，属正常，上误差许可范围内。本LCR表最大显示限制为999 验证2：低Q测量精度验证
取0.1uF/630V CBB22高Q电容，与3.14欧电阻并联。并联之前测得容量为101nF
用并联法测量。1kHz，测得容量为60nF，7.8kHz测得容量为80nF（此时Q值显示为0.012左右）
理论Q值是3.14/200=0.016，实测0.012，误差4字
经查，这4字误差是二线法测量造成的。转到串联模式，表笔短路，测得表笔残余电抗是+9毫欧。
大串联法重测这个阻容并联体，等效串联电抗是-37毫欧，显然，去除表笔残余值后，正确值是46毫欧。因此，改正后Q值是46毫欧/3.14=0.015，与理论值很接近。 验证3：
测量0.47uH空心线圈（Q表测量），测值也是0.47uH（已去除表笔残余电感）
验证4：
取一段0.18平方毫米铜线，对拆绞合，形成无感电阻。今测其残余电感。
用7.8kHz，20欧档，测得电感量是0.36uH，ESR=294毫欧，去除表笔电感量0.20uH，得电感量0.16uH
用1MHz高频伏安法测得约值是0.2uH
由于这种电感Q值低，电感量不好测量，两种测法误差都比较大，而且电感与频率相关，故只能做粗略比较。两种测法所得结果差不多。 验证5：
20pF小电容测量，与Q表对比，仅相差0.1pF 验证6：
取5个5pF电容并联，测量Q值，得到Q=300，还算满意。 验证7：
接入10欧电阻测试分辨力，用100k档测量，测得三种频率下阻值均为10欧（跳动正负0.5欧） 验证8：
测试电阻，测了几十个电阻，误差均小于0.5% 验证9：
用网线测量毫欧电阻。利用长度测量换算电阻，并与测值比对，可分辨1毫欧。网线电阻率事先用直流电桥测定。 验证10：
取相同的0.47uF/630V CBB22，镀锡包铜钢线引脚，测得单个Q=999（超量程），两个相同的电容并联或串联，也是Q=999。显示正确 验证11：
1uF/400V CL21电容，测得ESR=0.18欧，EPR=2.2k
0.47uF/630V CBB22电容，测得ESR=0.01欧，EPR=百几k欧 测试线电阻0.013欧
两电容并联，测得EPR=2.1k，ESR=0.10欧
计算验证：去除导线电阻，两电容ESR分别为0.17，0.00，并联后的ESR为0.17*(1/1.47)^2+0.013=0.09，与测值0.10相近。 验证13：
用不同的量程，同测一个电容的Q值。
以下Q值分别是20、1k、10k、100k档测得
0.47uF/630V CBB22电容，镀锡铜包钢线引脚，1kHz，X=344Ω： 7.8kHz，四档测Q值：999，999，800，20 1kHz，四档测Q值：999，999，800，999 100Hz，四档测Q值：500，600，900，999 0.1uF/100V 500，涤纶电容，1kHz，X=1.47kΩ 7.8kHz，四档测Q值：127，120，140，500 1kHz，四档测Q值：210，210，210，190 100Hz，四档测Q值：500，900，400，800
3.3nF红褐色电容，曾用于V/F变换器试验，效果非常好，1kHz，X=47.6kΩ。 7.8kHz，四档测Q值：3，150，800，800 1kHz，四档测Q值：150，999，999，999 100Hz，四档测Q值：500，999，999，999 2.2nF涤纶。1kHz，X=70.9kΩ
7.8kHz，四档测Q值：90，125，135，110 1kHz，四档测Q值：30，190，240，240 100Hz，四档测Q值：10，100，800，999
红色部分表示比较合适的档位。
横向比较，要求数值尽量统一。Q大于500，对于本LCR来说，可以认为是无穷大了，因此，Q=700与Q=999，即使都看作999也无妨。 注：Q值大了，跳得利害，仅是取个平均数。 验证13——鉴相器验证线性度：
切换到菜单3手动调节开关状态，切换到下臂测量。
取两个3.3k电阻并联接入，调节相位和增益，使读值尽可能大一些，以便精确分辨，得到读值是6770。
保持相位和增益不变，仅接入一个电阻，另一个电阻不接入虑地表笔，而改接到地线。得到读值是3382。
两个电阻交换，得到读值是3388。
理论上，当检波器和AD线性度良好时，后两个读数之和应等于前一个读数。3388+3382正好等于前一读数6770，所以鉴相器线性度良好。
验证14——电容容量验证
取CBB22/630V 0.47uF电容，这种电容，在不同电压下测量，容量变化较小。 该电容与329.3欧电阻串联，接入AD9850 DDS输出端，频率为1kHz 用VC9806+万用表测得电容两端电压是288.7mV，电阻两端电压是279.8mV 算得容抗X = 329.3*288.7/279.8 = 339.8欧 C = 1/(X*2*3.1416*1000) = 468.4nF 实测结果是：
独立测量R=328.5欧，电容C=469.3nF 串联测量R=329.5欧，电容C=469.3nF 电阻误差：-0.24%，电容误差：+0.19%
这个电容的等效串联电阻很小，可以忽略。串联测量时，理想结果也应是328.5，实测为329.5，偏大1欧。
以上测量结果表明，电容测量的精度与电阻测量精度相当。
上述测量中，万用表加AD9850 DDS测量结果更精确一些。此时上下臂基本上是平衡的，因此万用表的非线性误差基本可以忽略。由于电容的容量较大，所以万用表的分布电容的影响可以忽略。万用表输入电阻为2M欧，相对于329欧电阻来说，也是可以忽略的。