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3 系统硬件设计
3.1 系统总体结构
本设计方案框图最终采用如下图所示的结构。该系统主要由C8051F500单片机控制、信号采集调理放大电路、激励信号源、PSD电路、DC-DC电源及充电管理等模块组成。其中C8051F500芯片的P1端口部分引脚为数模转换的引脚。
图3.1.1 电池测量系统的总体结构
我们之所以选择这一款单片机是因为以下几点：1.它内部有12位多路A/D转换器，MSP430系列单片机由于只有两个通道的12位A/D转换，因此不能满足本设计的要求，12位ADC可以保证测量的精度，且本设计中内部电池充电电流，电池电压需要通过AD变换得到，在测外接电池的内阻时还需要额外的三路AD，因此需要多路AD的MCU实现本次设计；2.C8051F500的工作电压是5V，而MSP430系列单片机的工作电压是3.3V，如果选择后者，则电路上还需加入电平转换电路，将会使系统变得更为复杂，可靠性降低；3.C8051F500是汽车级别的芯片，广泛应用于汽车电子，因此相比于其它单片机其性能较好。
C8051F500单片机是完全集成的混合信号片上系统型MCU，它有48个引脚，片内集
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成了一个12位、200ksps的ADC，由于其内部多路选择器的缘故，总共可以分配给35路A/D采样的引脚。此外它有5组并行I/O端口，P1口作为脉冲宽度调制(PWM)输出端口和A/D转换输入端口，P3口用作液晶的数据线。XTAL1和XTAL2接晶体振荡器，二者之间并接一个十兆电阻，增强其抗干扰能力。
3.2 信号检测电路
图3.2.1信号检测电路
如图3.2.1所示，该信号检测电路使用的芯片是OP07，需要滤除电池的直流噪声。 从原理上分析，仪表放大器可以放大两输入信号电压之差而抑制对两输入端共模的任何信号，具有差分输入、相对参考端和单端输出的闭环增益单元。与运算放大器一样，其输出阻抗很低，在低频段通常仅有几毫欧（mΩ）。仪表放大器作为交流放大的元器件是因为仪表放大器适合用于抑制共模信号以便噪声不在其放大器的输出端出现。相反，按照典型的反相或同相放大器方式工作的运算放大器处理共模信号，将其送至输出端，但是通常并不抑制它们。既然我们需要滤除电池电压上的交流信号，因此更适合选用仪表放大器作交流放大。像运算放大器电路一样，仪表放大器的输入缓冲放大器以单位增益通过共模信号。相反，两个缓冲器放大信号电压。来自两个缓冲器的输出信号连接到该仪表放大器的减法器单元。在这里（通常以低增益或单位增益）放大差分信号，而衰减（典型值为10000∶1或以上）共模电压。对比同/反相放大和仪表放大电路，两者都提供信号放大（和缓冲）功能，但是由于仪表放大器的减法器单元的作用，仪表放大器抑制了共模电压，满足抑制噪声的要求。
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图3.2.2 交流放大等效电路
交流放大的等效电路如上图所示，这样设计的优点在于：由于每个放大器求和点的电压等于施加在各自正输入端的电压，因此，整个差分输入电压现在都呈现在R58两端。因为输入电压经过放大后（在U10和U11的输出端）的差分电压呈现在R14，R58和R17这三只电阻上，所以差分增益可以通过仅改变R58进行调整。对于纯的共模输入,若电路完全对称，则可得出U10与U11的求和点电位相等。因此，在R14中没有电流流过。这里假设U10和U11都为理想运放，并且R14=R17。这种设计还有另外一个优点：一旦这个减法器电路的增益用比率匹配的电阻器设定后，在改变增益时不再对电阻匹配有任何要求。如果R14＝R17，R15＝R16和R31＝R32，则放大器的输出由下列公式确定：
RR VOUT?(VIN2?VIN1)?(1?214)?(31)R58R15
理想情况下，对于共模输入有Vo=0。由于运放的不理想，具有有限的CMR,增益，带宽，输入和输出阻抗，以及电阻的不匹配，在纯共模输入下可能有一个小Vo存在。
需要说明的是，这里给电池施加的激励信号频率仅有1KHz，因此使用运放构成仪表放大器可行，造价低并且也能满足设计的要求，但是如果信号频率比较高，运放有增益带宽乘积的限制，使用运放的效果可能就不理想了。
3.3 相敏检测电路
相敏检波器（PSD）也叫相敏解调器或同步整流器，广泛应用于测量，控制和通信系统。PSD可用于将某一交流载波驱动传感器，输出转换成与被测量成正比的交流信号，这里我们用PSD滤除大部分交流信号上的噪声干扰，同时相敏检测既能鉴幅又能鉴相。基于PSD最重要的测量是锁定放大器，它能够用来从被噪声干扰的双边带抑制载波中恢复信号，有时噪声甚至就在信号通带内。锁定放大器可以用来调整和解调双边带抑制载波调制信号，以及在噪声电压有效值超过调制载波信号60dB的条件下恢复已调信号，使用LIA有利于测量淹没于60dB噪声中的相干信号。参考信号直接取自于载波并应用于PSD中。为了使PSD具有最好的性能，参考信号的相位必须调整到与输入信号中载波的相位一致。
这里使用的PSD属于电子开关型相敏检波器。电子开关类型的线性检测器，实现
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起来容易，电路不易受到其它的干扰影响，是目前广泛采用的方法；相敏检测器的输出经LPF，偏离中心频率的项被滤掉，LPF以外的噪声也被滤掉。当相位差等于0时，PSD的输出最大。相敏检测系统原理框图如图3.3.1所示：
交流信号 带通滤波器 相敏检测 激励信号 过零比较器 图3.3.1 相敏检测系统框图
低通滤波器 直流信号 激励信号源
3.4 电源模块设计
设计中，由于需要给运放电路足够的动态范围，因此我们考虑让运放工作在双电源供电方式下，所以电源模块需要提供一组正负电源。又由于需要实现手持的功能，仪器内部置入了一个我们自制的一个由八节可充电电池组成的电池组对整个系统进行供电。这样，±5V的电源由9.6V电池组供电。最终我们选用MAX738，MAX764作为电源模块的芯片。
图3.4.1 正电源模块
MAX738A是输出电压为5V的CMOS开关调节器。此款芯片的输入电压范围为6V到16V，可以传输的电流为750mA，电源效率的典型值为85%-96%。脉冲宽度调制（PWM）电流控制模式为输出提供了精确的调节和极好的传输响应。以固定的频率进行开关变换使得滤除输出的噪声和纹波变得较为容易，同时也使得芯片所需的外围器件减少。关于电感的选取，外界只需使用一个100uH或是33uH的电感即可实现电源的高效运作，但是电感的直流等效电阻需要必须小于0.8欧姆。滤波电容的选择上，最基本的问题是电容的等效串联电阻需要小。电感的电流变化和输出电容的等效串联电阻大小决定了在输出电压上可见锯齿纹波的大小。电容的等效串联电阻必须小于0.25以保持输出电压的纹波峰峰值小于50mV。
另外，电路中的电感和输出电容的值需要通过计算得到。首先电感值计算如下：
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tonmaxL max?(Vin-Vsat-Vout)?Ipk
Vout?Vsat min?tonVin(min)-Vsat-Vout
Lmin?(Vin-Vsat-Vout)?Ipk(switch)?2IouttonminIpk(switch)应用中一般取Iout=150mA，其中，Vsat是具体应用中选用的二极管导通压降，代入计算即可得到电感值的取值区间为20uH-80uH，最终我们选择了33uH的电感；而输出电容的计算公式如下：
电路如图3.4.1所示。
图3.4.2 负电源模块
Co?Ipk(switch)*(ton-toff)8Vripple(pp)Vripple(pp)=0.5%Vout=25mV，计算得出输出电容为109uF,这里取100uF，应用
MAX764的反向开关调节在宽范围的负载电流下可以产生高效的电压输出。此款芯片的最大功率可达1.5W，采用了独特的电流限制、脉冲频率调制控制的方案整合了传统脉冲频率调制转换器和脉冲宽度调制转换器的优点。例如，对于脉冲宽度调制转换器，MAX764在负载较重的情况下效率高，同时它又是脉冲频率调制的器件，使用的供电电流小于120微安（脉冲宽度调制器件的供电电流在2mA到10mA之间）。芯片的输入电压范围为3V到16V，输出电压预设置在-5V，同时还可以通过两个外部电阻在-1V到-16V范围内调节输出电压，但是最大的操作压差（VIN - VOUT）为20V。负电源的二极管选取问题上，最好选用类似1N5817或是1N5818平均电流等级为0.75安培的肖特基二极管，因为较高的漏电流可能会导致肖特基二极管在高温和轻载环境的应用电路中工作得不令人满意。这些情况下，可以尝试使用高速硅二极管如MUR105或是EC11FS1。
这里输出电容的值也需要通过计算得到。输出电容的计算公式如下：
ton?Vout?Vsat-VinminVinmin-VsatIpk(switch)?(Vin-Vsat)?ton共 24 页 第 10 页