第1章 复习题及思考题解答
1.电力技术、电子技术和电力电子技术三者所涉及的技术内容和研究对象是什么？三者的技术发展和应用主要依赖什么电气设备和器件？
答：电力技术涉及的技术内容是发电、输电、配电及电力应用。其研究对象是发电机、变压器、电动机、输配电线路等电力设备，以及利用电力设备来处理电力电路中电能的产生、传输、分配和应用问题。其发展依赖于发电机、变压器、电动机、输配电系统。其理论基础是电磁学(电路、磁路、电场、磁场的基本原理)，利用电磁学基本原理处理发电、输配电及电力应用的技术统称电力技术。
电子技术，又称为信息电子技术或信息电子学，其研究内容是电子器件以及利用电子器件来处理电子电路中电信号的产生、变换、处理、存储、发送和接收等问题。其研究对象是载有信息的弱电信号的变换和处理。其发展依赖于各种电子器件（二极管、三极管、MOS管、集成电路、微处理器、电感、电容等）。
电力电子技术是一门综合了电子技术、控制技术和电力技术的新兴交叉学科。它涉及电力电子变换和控制技术，包括电压（电流）的大小、频率、相位和波形的变换和控制。研究对象是半导体电力开关器件及其组成的电力开关电路，包括利用半导体集成电路和微处理器芯片构成的信号处理和控制系统。电力电子技术的发展和应用主要依赖于半导体电力开关器件。
2. 为什么三相交流发电机或公用电网产生的恒频、恒压交流电，经电压、频率变换后再供负载使用，有可能获得更大的技术经济效益？
答：用电设备的类型、功能千差万别，对电能的电压、频率、波形要求各不相同。为了满足一定的生产工艺和流程的要求，确保产品质量、提高劳动生产率、降低能源消耗、提高经济效益，若能将电网产生的恒频、恒压交流电变换成为用电负载的最佳工况所需要的电压、频率或波形，则有可能获得更大的技术经济效益。
例如：若风机、水泵全部采用变频调速技术，每年全国至少可以节省几千万吨的煤，或者可以少兴建千万千瓦以上的发电站。若采用高频电力变换器对荧光灯供电，不仅电-光转换效率进一步提高、光质显著改善、灯管寿命延长3～5倍、节电50%，而且其重量仅为工频电感式镇流器的10%。高频变压器重量、体积比工频变压器小得多，可以大大减小钢、铜的消耗量。特别在调速领域，与古老的变流机组相比，在钢铜材消耗量、重量、体积、维护、效率、噪音、控制精度和响应速度等方面优势明显。 3. 开关型电力电子变换有哪四种基本类型？
答：有如下四种电力变换电路或电力变换器，如图1.2所示： (1) 交流（AC）/直流（DC）整流电路或整流器； (2) 直流（DC）/交流（AC）逆变电路或逆变器；
1
(3) 直流（DC）/直流（DC）电压变换电路，又叫直
流斩波电路、直流斩波器；
(4) 交流（AC）/交流（AC）电压和/或频率变换电路：
仅改变电压的称为交流电压变换器或交流斩波器，频率、电压均改变的称为直接变频器。 4. 图1.6(a)所示的开关电路实现DC/AC逆变变换的基本原理是什么？从开关电路的输出端C、D能否直
接获得理想的正弦基波电压？直流电源输出到开关电路输入端A、B的直流电流是否为无脉动连续的直流电流？
答：
（1） DC/AC逆变电路的可以采用三种控制方案：A、180°方波；B、小于180°单脉冲方波；C、PWM控制。基本原理分别如下：
A、 180°方波。当要求输出交流电的频率为f时，在半周期T/2?1/2f内使S1、S4导通，S2、S3阻断，则逆变电路输出电压
VDCdLdiD图1.2 电力变换类型vO?vCD??VD；令随后的T/2时间内S2、
S3导通，S1、S4阻断，则逆变电路输出电压为负的电源电压（?VD）。因此vO是频率为幅值为VD的交流方波电压，如图1.6(b)f、
所示。对vO进行傅里叶分解，得到其基波电
压
有
效
值
为
V1?4VDπ/?222π，大小取决于VD/直流电源的电压；基波角频率
??2πf?2π/T，取决于开关的工作频
率。其中含有大量的高次谐波经LC滤去后，负载可获得正弦交流基波电压v1。
B、 小于180°单脉冲方波。类似180°方波控制，但是仅在半周的一部分时间Ton内让相应的开关导通，则vO(vCD)将是导电时间小于T/2，导电宽度角?小于π的矩形波，如图
2
1.6(c)所示进行傅里叶分解，得到基波电压有效值为V1?4VD1?22??sin?VD?sin π2π22或 V1?22VDsin(πTon/T)。显然，控制导通时间可以控制输出电压基波大小，而输出π电压的频率f仍取决于开关工作频率。
C、 若采用高频开关PWM控制策略，则交流输出电压vO为图1.6(d)所示的脉冲宽度调制（PWM）的交流电压，输出电压波形vO更接近正弦波且其中谐波电压的频率较高，只需要很小的LC滤波就可得到正弦化的交流电压。其性能远优于单脉波的方波逆变方案。 （2） 不能直接获得理想的正弦基波电压。
（3） 是有脉动非连续的直流电流，正因为这样，所以在直流侧串联了LdCd滤波器。 5. 开关型电力电子变换器有那些基本特性？
答：
（1） 变换器的核心是一组开关电路，开关电路输出端电压和开关电路输入端电流都不可能是理想的直流或无畸变的正弦基波交流，含有高次谐波；
（2） 要改善变换电路的输出电压和输入电流的波形，可以在其输出、输入端附加LC滤波电路；但是最有效方法是采用高频PWM控制技术；
（3） 电力电子变换器工作时，开关器件不断进行周期性通、断状态的依序转换，为使输出电压接近理想的直流或正弦交流，一般应对称地安排一个周期中不同的开关状态及持续时间。因此对其工作特性的常用分析方法或工具是：开关周期平均值（状态空间平均法）和傅里叶级数。
6. 开关型电力变换器有哪两类应用领域？说明开关型电力电子补偿控制器能输出指令所要求的任意频率、波形的电压、电流的基本原理。
答：
（1）开关型电力变换器按功能可分为两大应用领域：
A、开关型电力电子变换电源或简称开关电源，由半导体开关电路将输入电源变换为另一种
电源给负载供电。这一类应用现在已经十分广泛。
B、 开关型电力电子补偿控制器，它又分为电压、电流（有功功率、无功功率）补偿控制器
和阻抗补偿控制器。它们或向电网输出所要求的补偿电压或电流，或改变并联接入、串联接入交流电网的等效阻抗，从而改善电力系统的运行特性和运行经济性。这类应用将推进电力系统的革命及电力电子技术的发展。
（2）开关型电力电子补偿控制器能输出指令所要求的任意频率、波形的电压、电流的基本
3
原理如下：
图1.10(a)电路中，周期性的控制4个开关管的通、断状态，在一个开关周期TK中，可输出图1.10（b）所示的PWM矩形波电压vO(t) (LMNR)，在Ton?DTK期间电压
vAB(t)?VD，在Toff?TK?Ton?(1?D)TK期间vAB(t)?0。在一个周期时期TK中，vO(t)的平均值为VO?VD?Ton/TK?DVD，即图中矩形波电压EFHG。若开关管通、断状态转换的开关频率fK?1/TK很高，即周期TK很小，则实际输出脉宽为Ton，幅值为VD的电压
(LMNR)与脉宽为TK，幅值为平均值电压DVD(EFHG)都是历时很短的脉冲电压。
LdIdTon=DTiAB(t)io(t)vo(t)TonToffFEMKVDNToffHTonvAB(t)-+Vo=DVLtKRTK=Ton+Toff(b) ??????DG(a) ???
VDMFTonNHVo(tK)=DVDCLRVo*(t)SSSELtKTKGR (d) ??????t (c) Vo(tK)??Vo*(t)??
图1.10 开关型电力电子补偿控制器
采样控制理论中的脉冲量等效原理是：两个波形不同的窄脉冲电压v1(t) (LMNR)、
v2(t)(EFHG)，只要在同一时期TK中，其脉冲量积分值?v(t)dt相等，则它们作用于同一
个惯性系统，如RL电路时的响应是等效的，因此开关电路在整个开关周期TK时期中输出的vO(t)可等效为幅值为DVD，历时TK的电压瞬时值(EFHG)。如果要求开关电路输出图1.10（c）中vO(t)所示波形的指令电压，即在t?tK瞬间指令电压为vO(tK)，则在以tK点为
** 4
中心的一个开关周期TK中，控制开关管的通、断状态及其导通、关断时间，使占空比
*平均电压VO(t)?VO(tK)?D(t)?VD?VD?Ton/TK?VO(tK)，即TK周D(t)?DK?Ton/TK，
期中的占空比D(t)?VO(tK)/VD，以此控制图1.10（a）中S1、S2、S3、S4的通断状态，使Ton=D(t)?TK，Toff?[1?D（t）]TK，即可使输出电压跟踪任意频率、波形、相位的指令电压值vO(t)。
采用图1.10（a）所示开关型变流器也能向电网输出任意波形的指令电流iO(t)。为此，原理上只要在控制系统中设置一个电流闭环控制环节，实时检测输出电流iO(t)并与指令值
**iO(t)相比较，将差值?i?iO(t)?iO(t)经电流调节器输出一个控制电压VC，调控占空比D，
***当iO(t)?iO(t)时，控制电压VC增大，使D增大，导致VO(t)加大，iO(t)加大，使iO(t)跟踪iO(t)，达到iO(t)?iO(t)。反之，当iO(t)?iO(t)时，控制电压VC减小，使占空比D减小，
**(t)。因此，只要根据指令(t)，达到iO(t)?iOVO(t)减小，iO(t)减小，iO(t)跟踪指令值iO****电流iO(t)的正、负数值，实时、适式地调控各开关管的通、断状态及相应的占空比D值，就可使开关电路输出指令所要求的任意频率、波形、相位的电流iO(t)。
* 5
第2章 复习题及思考题解答
1. 说明半导体PN结单向导电的基本原理和静态伏-安特性。
答：PN结——半导体二极管在正向电压接法下（简称正偏），外加电压所产生的外电场
Ee与内电场Ei方向相反，因此PN结的内电场被削弱。内电场Ei所引起的多数载流子的漂
移运动被削弱，多数载流子的扩散运动的阻力减小了，扩散运动超过了反方向的漂移运动。大量的多数载流子能不断地扩散越过交界面，P区带正电的空穴向N区扩散，N区带负电的电子向P区扩散。这些载流子在正向电压作用下形成二极管正向电流。二极管导电时，其PN结等效正向电阻很小，管子两端正向电压降仅约1V左右（大电流硅半导体电力二极管超过1V，小电流硅二极管仅0.7V，锗二极管约0.3V）。这时的二极管在电路中相当于一个处于导通状态（通态）的开关。PN结——半导体二极管在反向电压接法下（简称反偏）外加电压所产生的外电场Ee与原内电场Ei方向相同。因此外电场使原内电场进一步增强。多数载流子（P区的空穴和N区的电子）的扩散运动更难于进行。这时只有受光、热激发而产生的少数载流子（P区的少数载流子电子和N区的少数载流子空穴）在电场力的作用下产生漂移运动。因此反偏时二极管电流极小。在一定的温度下，二极管反向电流IR在一定的反向电压范围内不随反向电压的升高而增大，为反向饱和电流IS。因此半导体PN结呈现出单向导电性。其静态伏-安特性曲线如图2.3曲线①所示。但实际二极管静态伏-安特性为图2.3的曲线②。二极管正向导电时必须外加电压超过一定的门坎电压Vth（又称死区电压），当外加电压小于死区电压时，外电场还不足以削弱PN结内电场，因此正向电流几乎为零。硅二极管的门坎电压约为0.5V，锗二极管约为0.2V，当外加电压大于Vth后内电场被大大削弱，电流才会迅速上升。二极管外加反向电压时仅在当外加反向电压VR不超过某一临界击穿电压值VRBR时才会使反向电流IR保持为反向饱和电流IS。实际二极管的反向饱和电流IS是很小的，但是当外加反向电压VR超过VRBR后二极管被电击穿，反向电流迅速增加。
2. 说明二极管的反向恢复特性。
答：由于PN结间存在结电容C，二极管从导通状态（C值很大存储电荷多）转到截止
6
阻断状态时，PN结电容存储的电荷Q并不能立即消失，二极管电压仍为VD≈1～2V，二极管仍然具有导电性，在反向电压作用下，反向电流从零增加到最大值，反向电流使存储电荷逐渐消失，二极管两端电压VD降为零。这时二极管才恢复反向阻断电压的能力而处于截止状态，然后在反向电压作用下，仅流过很小的反向饱和电流IS。因此，二极管正向导电电流为零后它并不能立即具有阻断反向电压的能力，必须再经历一段反向恢复时间trr后才能恢复其阻断反向电压的能力。
3. 说明半导体电力三极管BJT处于通态、断态的条件。
答：电力三极管BJT处于通态的条件是：注入三极管基极的电流IB大于基极饱和电流
IBS（已知三极管的电流放大系数?，有IBS?ICS/?）。这时三极管rT?0、导电性很强而
处于最小等效电阻、饱和导电状态，可以看作是一个闭合的开关。BJT处于断态的条件是：基极电流IB为零或是施加负基极电流，即IB≤０。这时BJT的等效电阻近似为无限大而处于断态。
4. 电力晶体管BJT的四个电压值BVCEX、BVCES、BVCER和BVCEO的定义是什么？其大小关系如何？
答：BVCEX、BVCES、BVCER和BVCEO分别为不同基极状态下的三极管集-射极击穿电压值；BVCEX为基极反偏时，三极管集-射极击穿电压值；BVCES为基极短接、基极电压为0时，三极管集-射极电压击穿值；BVCER为基极接有电阻短路时的集-射极击穿电压值；
BVCEO为基极开路时集-射极击穿电压值。
其大小关系为：BVCEX?BVCES?BVCER?BVCEO。
5. 说明晶闸管的基本工作原理。在哪些情况下，晶闸管可以从断态转变为通态？已处于通态的晶闸管，撤除其驱动电流为什么不能关断，怎样才能关断晶闸管？
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答：基本工作原理见课本Ｐ36-37；应回答出承受正向压、门极加驱动电流时的管子内部的正反馈过程，使?1??2不断增大，最后?1??2?1，IA很大，晶闸管变成通态；撤去门极电流后由于?1??2?1，仍可使IA?I0很大，保持通态。
1?(?1??2)有多种办法可以使晶闸管从断态转变成通态。常用的办法是门极触发导通和光注入导通。另外正向过电压、高温、高的dvdt都可能使晶闸管导通，但这是非正常导通情况。要使晶闸管转入断态，应设法使其阳极电流减小到小于维持电流IH，通常采用使其阳极A与阴极K之间的电压VAK为零或反向。
6. 直流电源电压VS＝220V，经晶闸管T对负载供电。负载电阻R＝20Ω，电感L=1H，晶闸管擎住电流IL=55mA，维持电流IH=22mA，用一个方波脉冲电流触发晶闸管。试计算： ⑴ 如果负载电阻R＝20Ω，触发脉冲的宽度为300μs，可否使晶闸管可靠地开通？ ⑵ 如果晶闸管已处于通态，在电路中增加一个1kΩ的电阻能否使晶闸管从通态转入断态？ ⑶ 为什么晶闸管的擎住电流IL比维持电流IH大？
答：
(1) 设晶闸管开通：Ldi(t)?Ri(t)?Vs，由此可解出：当t?300us时，dti(t)?65.8m?LAI?(2) 加入1kΩ电阻后，有i?断态。
55，所以可以使晶闸管可靠导通。
Vs?215.7mA?IH?22mA，不能使晶闸管由通态转入
R?R'(3) 擎住电流和维持电流都是在撤去门极驱动电流的条件下定义的，因此阳极电流IA?I0。但维持电流是在通态时考虑的，此时晶闸管已工作在较大电流状态下，
1?(?1??2)管内结温较高，此时的PN结漏电流IO随结温增大、导通能力强，因此必须要降低IA才能关断晶闸管；而擎住电流是在断态向通态变化时定义的，开始有驱动信号但未完全导通时，晶闸管工作时间短、结温低，PN结漏电流IO不大，导通能力弱，需要较大的阳极电流才能使其导通。
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7. 额定电流为10A的晶闸管能否承受长期通过15A的直流负载电流而不过热？
答：额定电流为10A的晶闸管能够承受长期通过15A的直流负载电流而不过热。因为晶闸管的额定电流IR是这样定义的：在环境温度为40℃和规定的散热冷却条件下，晶闸管在电阻性负载的单相、工频正弦半波导电、结温稳定在额定值125℃时，所对应的通态平均电流值。这就意味着晶闸管可以通过任意波形、有效值为1.57IR的电流，其发热温升正好是允许值，而恒定直流电的平均值与有效值相等，故额定电流为10A的晶闸管通过15.7A的直流负载电流，其发热温升正好是允许值。
8. 说明GTO的关断原理。
答：在GTO的设计制造时，等效晶体管T2的集电极电流分配系数?2较大。当GTO处于通态时，突加一个负触发电流?Ig，使?2减小， 1-?2变大，IC急剧减小，就是阳极电流
IA急剧减小，又导致电流分配系数?2和?1减小，使iC1急剧减小，又使IC、IA减小。在
这种循环不已的正反馈作用下，最终导致GTO阳极电流减小到维持电流以下，GTO从通态转入断态。
9. 说明P-MOSFET栅极电压VGS控制漏极电流ID的基本原理。
答：当右图中P-MOSFET漏-源极间电压VDS为零、栅-源极之间电压VGS也为零时，N型半导体与P型半导体之间要形成PN结空间电荷区（耗尽层）阻挡层，此时G-S之间和D-S之间都是绝缘的。当漏极D与源极S之间有外加电压
VDS时，如果栅极、源极外加电压VGS=0，由于漏极D(N1)与源极S(N2)之间是两个背靠背
的PN结(PN1、PN2)，无论VDS是正向电压还是负向电压，都有一个PN结反偏，故漏-源极之间也不可能导电。当栅、源极之间外加正向电压VGS＞0时，VGS在G-P之间形成电场，在电场力的作用下P区的电子移近G极，或者说栅极G的正电位吸引P区的电子至邻近栅极
9
图2.17 P-MOSFET基本结构 符号 外接电路及特性曲线
的一侧，当VGS增大到超过某一值VGSth值时，N1和N2中间地区靠近G极处被G极正电位所吸引的电子数超过该处的空穴数以后，栅极下面原空穴多的P型半导体表面就变成电子数目多的N型半导体表层，栅极下由栅极正电位所形成的这个N型半导体表层感生了大量的电子载流子，形成一个电子浓度很高的沟道（称为N沟道），这个沟道将N1和N2两个N区联在一起，又使N1P这个被反偏的PN结J1消失，成为漏极D和源极S之间的导电沟道，一旦漏-源之间也有正向电压VDS，就会形成漏极电流ID。在VGS=0时，VDS不能产生电流，ID=0，仅在VGS增大到VGS=VGSth以后，才使G-P之间的外电场增强，形成自由电子导电沟道，才能产生漏极电流ID，这种改变栅极G和源极S之间外加电压VGS，即可控制漏极电流ID的作用称为电导调制效应。
10. 作为开关使用时P-MOSFET器件主要的优缺点是什么？
答：作为开关使用时，P-MOSFET器件的优点是：输入阻抗高、驱动功率小、驱动电路简单、工作频率高；其缺点是：通态压降大（通态损耗大），电压、电流定额低。
11. 列表比较BJT、SCR、GTO、P-MOSFET、IGBT、MCT六种可控开关器件对触发（或驱动）电流（或电压）波形的要求，及主要优缺点。
答：
BJT、SCR、GTO、P-MOSFET、IGBT、MCT 的对比
开关频单极或 器 件 对触发信号波形的要求 率 BJT 正持续基极电流控制开通； （电流型基极电流为0则关断 全控器件） SCR 正脉冲门极电流控制开通； （电流型触发信号不能控制关断 半控器件） GTO 正脉冲门极电流控制开通； 低 双极 通态压降小，通驱动功率低 双极 态损耗小 大，频率低 通态压降小，通驱动功率中 双极 态损耗小 大；频率低 通态压降小，通驱动功率双极 主要优点 主要缺点 10
（电流型全控器件） 负脉冲门极电流（较大）控制关断 态损耗小 大，频率低 P-MOSFET正持续栅极电压控制开通； 高 单极 输入阻抗高，驱通态压降大动功率小，驱动（通态损耗（电压型全负持续栅极电压控制并保持控器件） 关断 电路简单，工作大）；电压、频率高 输入阻抗高，驱通态压降大动功率小，驱动较高 双极 电路简单，工作大） 频率高 较高输入阻抗高，驱通态压降大（低双极 于IGBT) 动功率小，驱动（通态损耗电路简单，工作大） 频率高 （通态损耗电流定额低 IGBT （电压型全控器件） 正持续栅极电压控制开通； 负持续栅极电压控制并保持关断 MCT 正脉冲电压控制开通； （电压型负脉冲电压控制关断 全控器件） 12. 21世纪电力电子开关器件最可能的重大技术发展是什么？
答：21世纪电力电子开关器件最可能的重大技术发展是将半导体电力开关器件与其驱动、缓冲、监测、控制和保护等所有硬件集成一体，构成一个功率集成电路PIC。PIC器件把电力电子变换和控制系统中尽可能多的硬件以芯片的形式封装在一个模块内，使之不再有额外的引线连接，不仅极大地方便了使用，而且能大大降低系统成本、减轻重量、缩小体积，把寄生电感减小到几乎为零，大大提高电力电子变换和控制的可靠性。PIC实现了电能与信息的集成，如果能妥善解决PIC内部的散热、隔离等技术难题，PIC将使电力电子技术发生革命性的变化。
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第3章 复习题及思考题解答
1. 直流/直流电压变换中开关器件的占空比D是什么？推证图3.1(c)所示脉宽时间为Ton、脉宽角度为?、周期为TS、幅值为VS的方波脉冲电压vO(t)的直流平均值及各次谐波的幅值。
图3.1 Buck变换器电路结构及降压
答：占空比D是开关管导通时间Ton与开关周期TS的比值。
图3.1(c)中方波脉冲电压vO(t)可以表示为如下傅里叶表达式：
2VSsin(nDπ)?cos(n?t)，其中常数项为直流平均值，即VO?DVS，各
n?1nπ2V2V?余弦项为各次谐波，其幅值为：an?Ssin(n)?Ssin(nDπ)。
nπ2nπVO(?t)?DVS??
2. 脉冲宽度调制PWM和脉冲频率调制PFM的优缺点是什么？
答：脉冲宽度调制方式PWM，保持TS不变（开关频率不变），改变Ton调控输出电压V0；脉冲频率调制方式PFM，保持Ton不变，改变开关频率或周期调控输出电压V0。
实际应用中广泛采用PWM方式。因为采用定频PWM开关时，输出电压中谐波的频率固定，
滤波器设计容易，开关过程所产生电磁干扰容易控制。此外由控制系统获得可变脉宽信号比获得可变频率信号容易实现。但是在谐振软开关变换器中为了保证谐振过程的完成，采用PFM控制较容易实现。
3. Buck变换器中电感电流的脉动和输出电压的脉动与哪些因数有关，试从物理上给以解释。
答：电感电流的脉动量与电感量L、开关频率fS、输入电压VS、输出电压VO有关，输出电压的脉动量与电感量L、电容量C、开关频率fS、输出电压VO有关。电感量L、电容量C越大其滤波效果越好，而开关频率fS越高，滤波电感的交流阻抗?L就越大，它对直流电压的阻抗基本为0，同时滤波电容的交流阻抗1/?C越小。
4. Buck变换器断流工况下的变压比M与哪些因数有关，试从物理上给以解释。
答：Buck变换器在电流断续工况下其变压比M不仅与占空比D有关，还与负载电流IO
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?
的大小、电感L、开关频率fS以及电压VO等有关。
5. 图3.2(a)、3.5(a)电路稳态时在一个开关周期中，电感电流的增量?IL?0，电感L的磁通增量是否为零，为什么？电容C的电流平均值为零，电容C端电压的增量是否为零，为什么？
答：电路处于稳态时，在一个开关周期内电感电流的增量?IL?0，同时电感L的磁通增量???0，因为如果一个周期内电感的磁通增量???0，那么电感上的磁通将无法复位，也即电感上的能量不断累积，最终将达到饱和，甚至烧毁电感，所以稳态工作时应使一个开关周期内电感L的磁通增量???0。电容C的电流平均值为0，那么电容C端电压的增量也为0，因为稳态时一个周期内电容上的充电电荷等于放电电荷，即电容上电荷增量?Q?0，而电容端电压增量?uC?
6. Buck变换器中电流临界连续是什么意思？当负载电压VO、电流IO一定时在什么条件下可以避免电感电流断流?
答：Buck变换器中电感电流临界连续是指处于电感电流连续和电感电流断流两种工况的临界点的工作状态。这时在开关管阻断期结束时，电感电流刚好降为零。当负载电压VO、电流IO一定时增大电感量L和提高开关频率fS都可以避免电感电流断流。
7. 开关电路实现直流升压变换的基本原理是什么？
答：为了获得高于电源电压VS的直流输出电压VO，一个简单而有效的办法是在变换器开关管前端插入一个电感L，如右图所示。在开关管T关断时，利用图中电感线圈L在其电流减小时所产生的反电势eL(在电感电流减小时，eL??LdiL/dt为正值)，将此电感反电势eL与电流升压变换。
8. Boost变换器为什么不宜在占空比D接近1的情况下工作？
答：因为在Boost变换器中，开关管导通时，电源与负载脱离，其能量全部储存在电感中，当开关管关断时，能量才从电感中释放到负载。如果占空比D接近于1，那么开关接近于全导通状态，几乎没有关断时间，那么电感在开关管导通期间储存的能量没有时间释放，将造成电感饱和，直至烧毁。因此Boost变换器不宜在占空比D接近1的情况下工作。同时，从Boost变换器在电感电流连续工况时的变压比表达式M?VO/VS?1/(1?D)也可以看出，当占空比D接近1时，变压比M接近于无穷大，这显然与实际不符，将造成电路无法正常工作。
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?Q，故电容C端电压的增量也为0。 C 源电压VS串联相加送至负载，则负载就可获得高于电源电压VS的直流电压VO，从而实现直
9. 升压-降压变换器（Cuk变换器）的工作原理及主要优点是什么？
答： Cuk变换器在一个开关周期中，Ton期间，令开关管T导通，这时电源经电感L1和T短路，L1电流线性增加，电源将电能变为电感L1储能，与此同时电容C1经T对C2及负载放电，并使电感L2电流增大而储能。在随后的Toff期间，开关管T阻断，电感L1电流经电容C1及二极管D续流，此时，电感L2也经D续流，L2的磁能转化为电能对负载供电。Cuk变换器的优点是仅用一个开关管使电路同时具有升、降压功能；而且该变换器输入输出电流脉动小。
10. 如何理解Cuk变换器中间电容电压VC1等于电源电压VS与负载电压VO之和，即
VC1?VS?VO？
答：电感电压vL?d?/dt?Ldi/dt，稳态运行时，一个开关周期TS中电感L1、L2电流增量为零，磁链增量为零，电感两端电压的直流平均值为零。因此Cuk电路拓扑结构图可直接得到直流平均电压VC1?VS?VO。
11. 直流/直流四象限变换器的四象限指的是什么？直流电机四象限运行中的四象限指的是什么？这两种四象限有什么对应关系？
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答：直流/直流四象限变换器的四象限指的是变换器的输出电压VAB、输出电流IAB均可正可负的四种组合。
直流电机四象限运行中的四象限指的是电机的转速和电磁转矩可正可负的四种组合。对于电机的转速有：N?EaV?RaIABVAB；对于电机的电磁转矩Te： ?AB??Ke?Ke?Ke?Te?KT???IAB。
在励磁电流不变、磁通?不变时电机的转速、电磁转矩大小和方向由VAB、IAB决定。 通过改变VAB的大小及IAB的大小和方向，调控电机在正方向下旋转时的转速及电磁转矩Te的大小和方向，既可使直流电机在电动机状态下变速运行亦可在发电机制动状态下变速运行。因此直流/直流四象限变换器的四象限和直流电机运行中的四象限之间存在一一对
应的关系，如图3.9(d)所示。
12. 多重、多相直流/直流变换器中，多重（重数m?1），多相（相数n?1）指的是什么意义？多重、多相变换器的优点是什么？
答：假定变换器中每个开关管通断周期都是TS，多重（重数m?1）是指：在一个TS周期中变换器负载电流iO(t)脉动m次（m?1），即iO(t)脉动频率为mfS。多相（相数n?1）是指：在一个TS周期中变换器电源侧电流iS(t)脉动n次，即iS(t)脉动频率为nfS。多重、多相变换器的优点是：其输出电压、输入电流脉动频率比单个变换电路成倍地提高，因而可以显著改善变换器输入、输出特性或者减少变换器对LC滤波器重量体积的要求，同时多重、多相复合变换器还能扩大变换器的输出容量。
13. 说明单端正激、单端反激DC/DC变换器工作原理。
答：单端正激DC/DC变换器从电路结构、工作原理上可以看出它是带隔离变压器的Buck电路，如图3.11(b)所示，开关管T导通时经变压器将电源能量直送负载被称为正激。但是匝比N2/N1不同时，输出电压平均值VO可以低于也可高于电源电压VS。变压器磁通只在单方向变化被称为单端。
图3.12(b)所示为单端反激DC/DC变换器，T导通期间，电源电压VS加至N1绕组，电流i1直线上升、电感L1储能增加，副方绕组N2的感应电势eDF?0，二极管D1截止，负载电流由电容C提供，C放电；在T阻断的期间，N1绕组的电流转移到N2，感应电势eDF?0（反向为正），使D1导电，将磁能变为电能向负载供电并使电容C充电。该变换器在开关管T导通时并未将电源能量直送负载，仅在T阻断的期间才将变压器电感磁能变为电能送至负载故称之为反激，此外变压器磁通也只在单方向变化，故该电路被称为单端反激DC/DC变换器。
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14. 具有中间交流环节变压器隔离的半桥、全桥和推挽型DC/AC-AC/DC变换器各有哪些优点？
答：三种变换器都有高频隔离变压器，输入输出侧实现了电气隔离，高频变压器体积、重量小；输出LC滤波器主要滤除高频谐波，LC滤波器比较小；主电路高频开关可以采用软开关工作模式，从而减小开关损耗；输出既可以实现升压又可以实现降压，电压调控范围宽。
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第4章 复习题及思考题解答
1. 逆变器输出波形的谐波系数HF与畸变系数DF有何区别？为什么仅从谐波系数HF还不足以说明逆变器输出波形的品质？
答： 第n次谐波系数HFn为第n次谐波分量有效值同基波分量有效值之比，即
1HFn?Vn/V1；总谐波系数THD定义为：THD?V11??Vn2?DF???(2)?V1?n?2,3,4n?12n?2,3,4??Vn2；畸变系数DF定义为：
，对于第n次谐波的畸变系数DFn有：DFn?VnHFn。 ?22n?V1n 谐波系数HF显示了谐波含量，但它并不能反映谐波分量对负载的影响程度。很显然，
逆变电路输出端的谐波通过滤波器时，高次谐波将衰减得更厉害，畸变系数DF可以表征经LC滤波后负载电压波形还存在畸变的程度。
2. 为什么逆变电路中晶闸管SCR不适于作开关器件？
答： （1）逆变电路中一般采用SPWM控制方法以减小输出电压波形中的谐波含量，需要开关器件工作在高频状态，SCR是一种低频器件，因此不适合这种工作方式。
（2）SCR不能自关断。而逆变器的负载一般是电感、电容、电阻等无源元件，除了特殊场合例如利用负载谐振进行换流，一般在电路中需要另加强迫关断回路才能关断SCR，电路较复杂。因此SCR一般不适合用于逆变器中。
3. 图4.2(a)和4.3(a)中的二极管起什么作用，在一个周期中二极管和三极管导电时间由什么因素决定，在什么情况下可以不用二极管D？纯感性负载时，负载电流为什么是三角形？
图4.2 单相半桥逆变电路及电压、电流波形 图4.3 单相桥式逆变电路及电压、电流波形
答：图中二极管起续流和箝位作用，在一个周期中二极管和晶体管导电时间由三极管驱动信号和负载电流ia的方向共同决定，在纯阻性负载时可以不用二极管D。
纯电感负载时，L
dia?vab(或van)，在0≤t?T0/2期间，对于全桥逆变电路有dt17
vab?VD，对半桥电路van?VD/2，在T0/2≤t?T0期间，全桥电路vab??VD，ia线性上升；
半桥有van??VD/2，ia线性下降；故电流ia是三角波。
4. 有哪些方法可以调控逆变器的输出电压。
答：有单脉波脉宽调制法、正弦脉宽调制法（SPWM）、基波移相控制法等。单脉波脉宽调制法缺点是谐波含量不能有效控制；SPWM法既可控制输出电压的大小，又可消除低次谐波；移相控制一般用于大功率逆变器。
5. SPWM的基本原理是什么？载波比N和电压调制系数M的定义是什么？在高频载波电压幅值Vcm和频率fc恒定不变时，改变调制参考波电压幅值Vrm和频率fr为什么能改变逆变器交流输出基波电压V1的大小和基波频率f1？如果要改变输出基波的相位应该如何调控？ 答：正弦脉宽调制SPWM的基本原理是冲量等效原理：大小、波形不相同的窄变量作用于惯性系统时，只要其冲量即变量对时间的积分相等，其作用效果基本相同。如果将正弦波周期分成多个较小的时间段，使PWM电压波在每一时间段都与该段的正弦电压冲量相等，则不连续的按正弦规律改变宽度的多段波电压就等效于正弦电压。
载波比N定义为三角载波频率fc和正弦调制波频率fr之比：N?fc/fr；电压调制系
/数M是正弦调制波幅值Vrm和三角波幅值Vcm之比M?VrmVc。
V1m?MVd?(Vrm/Vcm)Vd,M≤1,改变调制比M，即可成比例的调控输出电压的基波大
小。又因为f1?fr，所以改变调制波频率fr，即可调控输出电压的基波频率f1，改变调制波电压幅值Vrm可以改变调制比M，从而可以改变交流输出基波电压V1的大小。如果要改变输出基波的相位，仅需改变正弦调制波的相位即可。
6. SPWM调制中，设载波比远大于基波频率且不过调制。当调制比相同但载波比不同时，两种情况下逆变器输出基波电压是否有所不同？哪种情况下输出电压的谐波频率更低？
答：SPWM调制中，当载波比远大于基波频率且不过调制，如果调制比相同但载波比不同时，由于V1m?MVd，因此两种情况下输出基波电压是一致的。但是两种情况下输出电压的谐波是有差异的，而且较小载波比对应的输出电压谐波频率更低。
7. SPWM出现过调制时，其输出电压有哪些特点？
答：对于SPWM，当出现过调制时，对应的调制比M?1，此时正弦调制波幅值超过三角载波幅值，可能在多个载波周期内都和三角波没有交点，开关频率会急剧下降，同时等效
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调制波不再是原来的理想正弦波，而是在正弦波峰处出现平顶的波形，由于
V1m?MVd?(Vrm/Vcm)Vd，因此逆变器输出电压波形也是正弦波峰处出现平顶的波形，该
波形含有很多低频谐波分量，当然对应的输出电压基波分量比没有过调制时要大一些。
8. 为什么在载波比较低的应用中希望用同步调制？
答：进行SPWM调制时，通常令载波比为整数，这种调制方式称为同步调制。当载波比不是整数时，称为异步调制。在异步调制时谐波的频率一般不再是基波的整数倍，这种非基波整数倍频的谐波被称为次谐波。如果载波比较高，次谐波的频率也较高，次谐波的影响可以不用单独考虑。但在载波比很低的应用场合，由于载波频率离基波频率很近，所以载波频率处的边频带谐波将会延伸到很低的频段，有可能产生低于基波频率甚至接近零赫兹的次谐波。这种低频次谐波很难滤除，而且对装置运行非常不利。所以低载波比的应用场合必须使用同步调制，而且最好令载波比是奇数，因为奇数载波比可以保证最低次谐波至少是三倍基波频率。
9. 单级倍频SPWM中，如果仅用一个三角载波vc，两个桥臂分别使用反相的正弦参考波vr和?vr，是否可以获得图4.11所示的相同调制效果？如果可以，应该如何控制开关管的驱动脉冲？
答：在单级倍频SPWM中，如果仅用一个三角载波vc，两个桥臂分别使用反相的正弦参考波vr和?vr，可以获得图4.11所示的相同调制效果。开关管驱动脉冲按照下图产生。
正弦波vr三角波vc+_A-1VG1,T1VG2,T2-1_+B-1VG4,T4VG3,T3
10. 推导单极性规则采样调制时的占空比计算公式。
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答：如下图所示，为单极性倍频不对称规则采样时的过程图，vr与?vr是调制波，vc是周期为TS幅值为?Vcm的三角波。在采样周期的起始时刻t1取样调制波的大小vr(t1)与
?vr(t1)，并以vr(t1) 与?vr(t1)分别为高作水平线，该水平线和载波的交点时刻对应脉冲的
前沿时刻ta与t4。在采样周期的中点时刻t2取样调制波的大小vr(t2)与?vr(t2)，并以vr(t2) 与?vr(t2)为高作水平线，该水平线和载波的交点时刻对应脉冲的后沿时刻tb与t5。由图可知：Ta?TSvr(t1)Tv(t)Tv(t) ，Tb?S?r2 ，相应的占空比为：Da?a?r1，?2vcm2vcmTs/2vcmDb?Tbv(t)?r2。 TS/2vcm一般情况下，Ta?Tb，所以每个采样周期内的脉冲波形相对于采样周期中点时刻t2是不对称的，故称之为不对称规则采样。有时候在一个采样周期内仅在t1或t2时刻进行一次采样，该采样值既用于计算Ta也用于计算Tb，这时的脉冲波形显然对于采样周期的中点时刻t2对称，故称为对称规则采样。
Ts/2 vr t o t1 ta t4 t2 t5 -vr Ta vc Tb t o
11. 试说明三相电压型逆变器SPWM输出电压闭环控制的基本原理。
答： 引入了逆变器输出电压的闭环反馈调节控制系统如下图所示，V1为输出基波电压有效值的指令值，V1为输出基波电压有效值的实测反馈值。电压偏差经电压调节器VR输出调制电压波的幅值Vrm。Vrm与调制波的频率fr共同产生三相调制波正弦电压
*Ts/2 tb t3 20
第8章 复习题及思考题解答
8.1 开通损耗和关断损耗是如何产生的？
答：开通时，开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降的过程，同时，电流也不是立即上升到稳态电流，从而，开关管的电压电流由一个叠加区，会产生开通损耗。同理，关断过程中，电流不是迅速下降到零，电压不是立即上升到稳态电压，均有一个过渡时间。此时，电流电压有一个交叠区，产生关断损耗。
8.2 如何减小开通损耗和关断损耗？ 答：减小开通损耗：
1) 开关管开通时，使电流保持为零或限制电流上升率，减小电流与电压的交叠区，降低损
耗。
2) 在开关管开通前，使其电压下降到零。 减小关断损耗：
1) 在关断前，使其电流下降为零。
2) 在关断时，使其电压保持为零或限制电压的上升率，从而减小电流电压交叠区，较低损
耗。
8.3 零电压开关和零电流开关的含义是什么？
答：零电压开通：开关器件两端的正向电压vT谐振到零、在vT=0期间施加驱动信号开通开关管，因而开关管T在其等效电阻rT从??0的开通过程中和随后的电流iT建立的过程中
vT?0，开关损耗pT=vTiT≡0，而无开通损耗。
零电压关断：开关管关断时，其电压慢慢上升，近似于零电压关断。
零电流关断：在开关器件电流iT谐振到零，在iT=0期间撤除驱动信号，关断开关器件，
因此在开关管等效电阻rT从0??关断过程中iT?0，pT=vTiT≡0而无关断损耗。
零电流开通：开关管开通时，其电流是慢慢增加的，近似于零电流开通。
8.4 准谐振变换器的基本思路是什么？其优点和缺点各是什么？
答：对于零电流开关准谐振变换器，功率开关S与电感谐振Lr串联，开通前，Lr电流为零。当S开通时，Lr限制S中电流的上升率；S关断时，Lr与Cr谐振工作使Lr电流回零，实现零电流关断。
对于零电压开关准谐振变换器，谐振电容Cr与功率开关S并联，当S关断时，Cr限制S上电压的上升率，从而实现S的零电压关断，而S开通时，Lr与Cr谐振工作使Cr电压先回零，实现零电压开通。
优点：主开关实现了零开关，减小了开关损耗。
缺点：调制方式必须采用脉冲频率调制（PFM），开关频率是变化的，变换器的高频变压器、输入滤波器和输出滤波器难以优化设计。
8.5 ZVS PWM变换器和ZCS PWM变换器与准谐振变换器的关系是什么？ 答：ZVS PWM变换器和ZCS PWM变换器是分别在ZVS QRCs变换器和ZCS QRCs变换器的基础上改进而得到的。在ZCS QRCs的谐振电容上串联一只辅助开关管（含反并联二极管）就可以得到ZCS PWM变换器，而在ZVS QRCs的谐振电感上并联一只辅助开关管和一只二极管则可以得到ZVS PWM变换器。
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ZCS PWM变换器和ZVS PWM变换器控制辅助开关管的开关时间，来控制谐振电感和谐振电容的谐振工作过程，从而实现变换器PWM控制。ZCS PWM变换器和ZVS PWM变换器实现主开关管的软开关的条件、主开关管和整流二极管的电流和电压应力分别于ZCS QRCs和ZVS QRCs完全一样。
8.6 ZVS PWM变换器和ZVT PWM变换器有何不同，哪一类更有优势？为什么？
答：ZVS PWM变换器和ZVT PWM变换器主要的区别在于辅助开关管的位置不同，同时其辅助开关管的开通时间以及持续时间都不同。对于buck电路，ZVS PWM变换器的辅助开关管是在主开关管关断前开通辅助开关管，持续一段时间后，关断辅助开关管，然后谐振半个周期，主开关管实现零电压开通；而ZVT PWM辅助开关管在主开关管开通前先开通，持续半个谐振周期，然后主开关管实现零电压开通，接着辅助开关管关断。
相比于ZVS PWM，ZVT PWM具有以下优势：1)在任意负载和输入电压范围内，主开关管均可实现ZVS；2)升压二极管实现了ZCS，消除了反向恢复问题；3)主开关管和升压二极管的电压、电流应力与其基本电路一样；4)辅助开关管是零电流开通，但有容性开通损耗；5)辅助电路工作时间很短，其电流有效值和损耗小。
8.7 什么叫移相控制？对于全桥逆变器，移相控制与传统的控制方式（即斜对角的两只开关管同时开通和关断）有何优缺点？
答：电路结构和主要波形见书图8.24，其中四只开关管Q1—Q4及其反并二极管D1—D4和并联电容C1—C4组成逆变桥，Lr是谐振电感，它包括了变压器的原边漏感。每个桥臂的两个功率管180o互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。Q1和Q3分别超前于Q2和Q4一个相位，称Q1和Q3 组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂。
移相控制能实现零电压开通，能有效减少损耗，而传统的控制方式属于硬开关，不能实现ZVS。移相控制PWM每个开关管的导电角持续1800，每个桥臂上下管的驱动信号设置了死区。
移相控制的缺点是会存在占空比丢失的状况。占空比丢失是指副边的占空比Dsec小于原边的占空比Dp，其差值就是占空比丢失Dloss，即Dloss=Dp-Dsec。变换器存在原边电流从正向（或负向）变化到负向（或正向）负载电流的时间，在这段时间里，虽然原边有正电压方波或负电压方波，但原边不足以提供负载电流，导致副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，其两端电压为零。这样副边就丢失了一部分电压方波。
8.8 移相控制全桥变换器能否在全负载范围内实现零电压开关？
答：不能。当轻载的时候，在开关模态5和6，t=t4时C3放电到零，这时要求：
ip(t4)?1(ZrI0)2?VD2?0 Zr因而 I0>VD/Zr，此后D5、D6仍同时导通，vo=vN1=0，ip经D3、VD、D2续流，t=t6时ip下降为零，t4→t6：vC3≡0，t5时T3才可实现零电压开通，而在轻载时I0很小，无法实现I0>VD/Zr，无法实现零电压开关。故其无法实现全负载范围内零电压开关。
8.9 谐振直流环节逆变器实现零电压开关的基本原理是什么？如何选择谐振电感的预充电电流？
答：电路图见书8.26。当在输入直流电压和逆变器之间加入一个谐振直流环节，即谐振开关
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管Qr，谐振电感Lr和谐振电容Cr，使逆变桥的直流母线电压周期性地过零，为逆变桥的开关管提供零电压开关的条件。
由于在实际电路中，谐振电感中不可避免地存在寄生电阻，因此LC谐振回路是存在损耗的，VCr将无法谐振回零。为了弥补这部分损耗，以使VCr 周期性地回零，必须要求IL0>IX，即IT>0。如果IT过小，可能会导致VCr 回零失败，从而造成谐振直流环节不能正常工作。如果IT过大，给Lr补充的能量过多，VCr的幅值将会很高，使开关管的电压应力增加，而且Lr的损耗也会增加，因此必须要合理选择IT。
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第9章 复习题及思考题解答
9.1 AC/AC 直接变频、变压电源和AC—DC—AC两级间接变频、变压电源各有那些优缺点？ 答：晶闸管相控交流—交流直接变频器变换后，可以获得频率低于50Hz的变压、变频交流电源，这种直接变频的缺点是：只能降低频率，同时输出电压波形中含有较大的谐波，输入电流谐波严重且功率因数低。
AC—DC—AC两级间接变频、变压电源中，第Ⅰ级交流—直流整流变换电路可以根据不同的应用要求采用各种方案，第Ⅱ级直流—交流逆变器的输出频率可以是任意值，电压、频率可独立或协调控制，采用SPWM控制的变换器输出交流电压波形畸变率较小，直流电源中谐波电流也不严重且易于滤波（开关频率可以较高）。
9.2 变速恒频风力发电系统中可以采用哪些电力电子变换方案？
答：变速恒频风力发电系统中一般采用两种电力电子变换方案，即：直驱型永磁同步电机风力发电系统和绕线型转子交流励磁双馈异步电机风力发电系统
9.3 采用晶闸管的直流输电系统与轻型直流输电系统的优、缺点是什么？
答：晶闸管相控整流和有源逆变的固有缺点，使采用晶闸管为开关元件的直流输电系统不可避免地存在严重的谐波，而且功率因数低(交流电源的基波功率因数cos?1?cos?，延迟触发控制角?大，功率因数低)。采用全控型开关器件的直流输电系统被称为轻型直流输电系统，由于全控型开关器件的额定电压、电流容量目前还远小于晶闸管，加之其价格还比较高，因此采用全控型开关器件的轻型直流输电系统，虽能避免晶闸管相控整流和有源逆变的固有缺点，但目前仅限于用作海上岛屿与大陆之间海底电缆直流输电以及对城市负荷中心点地下直流电缆输电。
9.4 图9.5所示鼠笼型异步电动机变压、变频传动系统，有哪些运行特点和优、缺点？
答：图9.5所示鼠笼型异步电动机变压、变频传动系统中逆变器输出电压和频率可控，从而交流电动机的转速可控。在异步电机变压、变频运行控制策略中最简单的一种就是保持
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V1/fs比值恒定的恒压频比控制，由于恒压频比控制的简单性，所以被广泛应用于转速开环
的交流调速系统，适用于对静、动态性能要求不高的场合，如对风机、泵类进行变频调速以达到节能的目的。
但是图9.5所示鼠笼型异步电动机变压、变频传动系统不能实现电动机的四象限运行，因为第一级是三相不控整流电路，其电流不能反向。
9.5 分析图9.9所示的含升压（Boost）型功率因数校正器环节的高频整流器的工作原理。
答：图9.9主电路由单相桥式不控整流器和DC－DC Boost变换器组成。虚线框内为控制电路，包括：电压误差放大器VAR、电流误差放大器CAR、乘法器、比较器C和驱动器等。假
*定负载需要一个电压为VO的直流电压，有源功率因数校正器APFC的工作原理如下：将主电
*路的输出电压VO和指令输出电压VO送入一个比例积分PI型电压误差放大器VAR，VAR的输
***出是个直流量m，当实际输出直流电压VO大于指令值VO时，VO?VO，m减小；当VO?VO时，
*时，m保持不变。将二极管整流电压vdc检测值vdc?vS(交流电源电压瞬m增大；当VO?VO时值的绝对值)和VAR的输出电压信号m共同加到乘法器的输入端，用乘法器的输出mvS作为电感电流iL ? iS?iL?的电流指令值ir，因此电流指令ir(ir?mvdc)?m?vS的波形与交流电源电压vS相同，即指令电流ir是与交流电源vS同相位的正弦波，而ir的大小则取决于实际电
*压VO与电压指令值VO的误差。将ir与电感电流iL的检测值（iL?iS）一起送入比例、积分
PI型电流误差比较器CAR，CAR的输出作为开关管T的PWM驱动控制电压vr，最后将vr与一个恒频三角波v?送入比较器C，C的输出被取作开关管T的驱动信号vG，经驱动器功率放大后再驱动开关器件T。当iL?iS?ir时，CAR输出vr增大，使图9.9(a)、(b)中驱动电压vG变宽，开关管T导通时间ton增长，使iL?iS上升，一旦iL?iS上升到大于ir值后CAR输出开始减小，开关管导通时间ton减短使iS?iL?iO下降。驱动信号vG控制开关管T的导通占空比(ton/TS)，使iS?iL跟踪指令值ir，而且输入电流iS的波形与交流电源电压vS的波形同相，电源电流中的谐波也大为减少，输入端功率因数接近于1，同时功率因数校正器中的电压闭
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