由于该电路为双声道功率放大器，所以下部分电路与上部分电路完全对称，故电路原理同上「17」。
2.2.5元器件明细表
表2.2 元器件明细表
元器件名称 C1 C2 C3 C4 C5 R1 R2 R3 L1 电源适配器 LM386 开关 参数 100uF 200uF 10uF 10uF 47nF 270kΩ 10Ω 10Ω 1mH 220V交流到9V直流 备注 电解电容×2 电解电容×3 电解电容×4 ×1 ×2 ×2 ×2 可变电阻器 ×2 ×1 ×2 ×3 2.2.6调试所需的仪器设备
仪表工具：万用表、手机、示波器、电烙铁、proteus仿真。 2.2.7设计的难点和可能出现的问题
设计的难点在于使用两种增益对音频信号就行放大，当需要小增益时，可断开反馈电阻上的开关J2、J3（与R3相邻的开关），用LM386本身的放大增益进行放大，若需要大增益放大时，将LM386增益调至最大，同时将J2、J3闭合，滑动音量调节钮即可大范围调节输入电压及增益。
第二个难点在于输出级，用高频扼流圈阻止高频信号通过，流入地线。
可能出现噪声问题：尽管LM386的应用非常简单，但稍不注意，特别是器件上电、断电瞬间，甚至工作稳定后，一些操作（如插拔音频插头、旋音量调节钮）都会带来的瞬态冲击，
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在输出喇叭上会产生非常讨厌的噪声。
因此需要注意以下几点：
1)在PCB设计时，所有外围元件尽可能靠近LM386。
2)同时地线尽可能粗一些；输入音频信号通路尽可能平行走线，输出亦如此。 3)另外选好调节音量的电位器也可以降噪，质量要稍微好点的，阻值10K?最合适， 太大也会影响音质。
4)需要加装第7脚（BYPASS）的旁路电容。实际应用时，BYPASS端必须外接一个电解 电容到地，起滤除噪声的作用。工作稳定后，该管脚电压值约等于电源电压的一半。在器件上电、掉电时的噪声就是由该偏置电压的瞬间跳变所致，因此增大这个电容的容值，可减缓直流基准电压的上升、下降速度，有效抑制噪声。
5)仿真时输入幅度不能太大，否则输出波形易失真，范围调制20mV~200mV。 2.2.8 出现的问题及解决方案
1)调节不管用，经老师知道后知道是可变电阻悬空未接地，重新接地后，问题解决，音量大小调节很正常。
2)焊工要提高，布线有些飞线，得到经验后明白布线要横直适宜。 3)在输出接口以及电源接口上有待提高，插接不是很方便。 2.2.9 预期达到的性能指标
1）输出功率在8Ω负载上输出每路不少于0.5W的不失真功率，其相对应的音乐功率为1W。
2）频率响应频率响应反映功率放大器对音频信号各频率分量的放大能力，功率放大器的频响范围应不底于人耳的听觉频率范围，因而在理想情况下，主声道音频功率放大器的工作频率范围为20-20kHz。国际规定一般音频功放的频率范围是40-16 kHz±1.5dB「18」。
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第三章 数字音频功率放大器的改进设计
与模拟功放器相比，效率高是数字功放器的最大优势。但由于数字功放器采用的是全新的放大体制，失真度指标不如模拟功放器。数字功放器目前普遍采用的结构形式，受脉宽调制方式和输出级开关放大器存在损耗的主要影响，实际效率大多约为85%，失真度约为0.5。随着时代的进步和科技水平日新月异的变化，我们追求性能指标更佳的高品质音响的愿望始终不会停步，因此继续研发功率更大、效率更高和保真度更佳的高效数字功率放大器势在必行。本文在研究了数字音频功放器的基础上，对部分电路进行了改进优化设计，下面将详细介绍和分析改进优化设计方案。
3.1 调制方式的改进设计
D类数字功放器的后级开关放大电路必须依靠PWM信号来驱动，目前数字功放器大多采用两路信号驱动的BTL的驱动形式，对于两路信号的选取方案值得研究。 3.1.1传统PWM调制方案
传统的全桥数字音频功放器结构如图3-1所示，输入音频信号经放大器放大后，在比较器里对高频三角波进行调制，从而形成占空比与音频输入信号幅度成正比变化的PWM信号并且分成相位相反的两路信号分别驱动两路半桥开关电路。
当音频信号输入为零时，各信号的波形如图3-2所示，我们观察到此时的输出信号OUT 1和OUT2的电压变化为0到VDD之间，差分后的全桥输出的电压变化为+VDD到一VDD之间，全桥输出的是占空比为50%的方波信号，该信号电压即使经过低通滤波器滤波后仍会在负载扬声器两端产生较大的峰值电流，造成一定的静态功耗，使得放大器的效率下降。这种调制方案对滤波器的要求十分严格，必须使用较理想且尺寸大的低通滤波器来滤除纹波电流，这无疑会加大制作成本和系统体积。
图3-1 传统数字音频功率放大器结构
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图3-2 传统PWM调制方案的输出信号波形
3.1.2改进后的双路反宽调制方案
采用传统调制方案的D类音频功放器具有静态功耗大的缺点。本文设计的数字功放器则采用的是双路反宽调制方案，该调制方案结构如图3-3所示，用两个单独的比较器分别产生两个半桥开关放大电路所需的驱动信号，比较器的反相输入端都接高频三角波，而同相输入端则不同，它们分别接电压放大器的正负极，这两级输出的两路音频信号相位相同。
当音频信号输入为零时，各信号波形如图3-4所示，我们观察到此时的输出信号OUT1与OUT2都为同相方波信号且占空比均为50%(因很难做到完全同相，所以会存在一定的相移)，差分后的全桥输出电压几乎为零，经低通滤波器后此时的扬声器负载电流极小，从而极大地降低了输入信号为零时的静态功耗。
当音频输入信号为正时，各信号波形如图3-5所示，我们观察到此时输出信号OUTl和OUT2的波形有变化，前者的占空比大于50%，而后者的占空比则小于50%;当音频输入信号为负时两输出信号情况则相反，各信号波形如图3-6所示。
这两种情况差分后的全桥输出电压在大部分的时间内仍然为零，我们观察波形看到输出电压脉冲相当窄且幅值在0到VDD之间而不是0到2VDD之间变化。
像这种当有信号输入时，如果其中一路PWM输出脉冲的占空比变大的话，则另一路PWM输出脉冲的占空比一定会变小，亦即这两路PWM信号脉宽总是此消彼长、反向变化，双路反宽度信号指的就是这两路信号，这种调制方式称为双路反宽调制。
与传统调制方案相比，该调制方案极大地减小了开关电流和纹波电流，抑制了静态功耗，提高了效率。如果应用在输出功率较大的放大器中时，因开关电流和纹波电流会增加，这时我们也只需要配一个尺寸小结构简单的低通滤波器即可，从而极大地降低了制作成本和减少了系统体积「19」。
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图3-3 改进的数字音频功率放大器结构
图3-4 零信号输入时的输出信号波形
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