洛阳理工学院毕业设计（论文）
由于电感串联在谐振回路中，因此需要逆变器类型应为电压型，使电流不会发生突变。根据阻抗表达式，当串联谐振回路工作在谐振点时，输出阻抗最小，输出功率最大。同时逆变器输出电压电流同相，使逆变器中功率器件的开关损耗很小，可以达到很高的开关频率。但在实际工作过程中，为保证系统不会在非零电压状态下开通，通常使电源工作在频率略高于谐振频率的偏感性状态下，功率器件为零电压开通(ZVS)，非零电流关断。图(b)所示为并联谐振回路，类似地，并联谐振回路需要接入电流型逆变器而不是电压型逆变器。根据导纳表达式，当并联谐振回路工作在谐振点，输出导纳最小，输出功率最大。同时逆变器输出电流电压同相，功率器件不产生开关损耗。实际电源工作时，为降低线路中寄生电感在换流过程中的影响，使并联谐振电源工作在偏容性状态下，功率器件为零电流开通(ZCS )，非零电流关断。比较两种谐振电源可知，电压型谐振器在高频应用中具有结构和控制相对简单，高频状态下，受线路寄生参数影响较小。而且输出电压不会超过母线直流电压，在工业系统中属于低压系统。欧洲工业电气标准为保证工作人员的安全提倡使用低压系统。但电压型逆变器在高频状态下扩容需要并联器件或者进行逆变器串联，使输出电压增大，不利于电源的安全管理。在高频状态下电流型逆变器可以通过并联形式提高容量，但输出电压取决谐振回路匹配参数，某些负载下输出电压很高。同时电流型逆变器工作在高频状态下，受桥路寄生电感和输出寄生电感影响较大。在电流型逆变器中，为降低负载谐振电流提出如图(C)中所示的谐振回路。目的是通过电容升压降低谐振电流。其实质是通过负载的阻抗变换来改变输出电流的大小。详细分析可以参考文献〔22]。这种谐振回路需要加入负载端不平衡电压检测防止并联电容上的电荷积累，增加控制系统的复杂性。通过以上对电源拓扑和谐振回路的分析可知，电压型逆变器工作在高频状态具有多优点，但只能通过逆变器串联提高电源容量，因此需要对谐振回路拓扑进行深入研究，在保留电压型逆变器的同时能够通过并联的方式提高电源容量。在第二章中采用LLC谐振回路作为负载谐振回路，可以实现上述要求。
LC串联和并联谐振回路是感应加热电源最常用的谐振回路。两种谐振回路结构和频率、相位特性如图2.1所示。图(A)为串联谐振回路、
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频率特性和相位特性。图(B)为并联谐振回路、频率特性和相位特性。
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图3.1.2.2串联谐振和并联谐振结构图
根据逆变器的工作频率fs与谐振电路固有频率f0的大小关系，以及串联和并联结构的不同，我们将电路的工作状态作如下的定义：
电压型谐振逆变器:当fs>f0时，负载支路的电压ua。超前负载支路的电流ia，为感性状态；当fs 电流型谐振逆变器：当fs>f0时，负载支路的电压ua。滞后负载支路的电流ia，为容性状态；当fs 24 洛阳理工学院毕业设计（论文） 足够的死区时间。 感性负载：即串联谐振逆变器工作在fs>f0时，，其换流过程是:当功率管Q1、Q3关断后，负载电流换至另外两只功率管的反并联二极管DZ、D4中，在滞后一个死区时间后，功率管QZ、Q；加上开通脉冲，等待电流自然过零后电流从DZ、D4换至QZ、Q；中。由于功率管中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小，而且二极管中不存在反向恢复电流。另一方面，功率管关断时电流尚未过零，此时仍存在一定的关断损耗，但由于功率管关断时间很短，预留的死区不长，而且死区所占时间对应的功率因数并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率儿，使之略高于负载电路的固有谐振频率f0，就可以度使功率管向二极管换流时，瞬间电流很小，即功率管的关断和二极管的开通是在小电流下发生的，这样可以减小功率器件的关断损耗。 容性负载：即串联谐振型逆变器工作在低端失谐时，换流过程是:电流先过零，电流从二极管DZ、D；换至另外两只功率管Q1、Q3中，此时DZ、D；承受高的反向电压，使得二极管换流时产生较大的反向恢复电流，而使器件产生很大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在功率管串联的寄生电感中产生大的感生电动势，而使功率管受到很高电压尖峰的冲击。 在考虑功率管两端并联的寄生电容coss时，电容的放电电流使得功率管的开通损耗增加，但coss有利于减小关断损耗。因此在设计驱动电路时，需要仔细考虑寄生参数的影响。 从上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的方式下，如工作频率略高于固有频率f0的感性状态时，开关损耗可以很小，但在容性工作状态时，开关损耗较大，因此在设计锁相控制时会控制系统工作在微偏感性的状态，以保证在负载变化的动态调节过程中，系统始终工作在开关损耗较小的状态下。 电流型谐振逆变器的输出电流为近似方波，负载电压近似为正弦波。由于逆变器输入端接入较大的平波电抗器，为了避免出现开路而造成的高压冲击，桥臂上下的开关器件在换流的期间应该是同时导通。 全桥电流型谐振型逆变器工作在感性状态(?>0)和容性状态(?<0)时 25 洛阳理工学院毕业设计（论文） 换流过程不同，以下给出详细的分析。当?>0 (fs 当?<0 (fs>f0)时，同样分析从Q1向Q4换流，当Q1完全关断，Q4则完全导通时，由于电容两端电压是正向的，因此二极管D1承受反向电压，会存在很大的反向恢复电流，从而导致开通支路Q4出现开通峰值电流。由于这一特点，则要求二极管是快恢复二极管。另外，由图中波形分析得出，D l和Q1在关断过程中没有损耗，而对于开通的D4和Q4而言，则存在较大的开通损耗。而且在这种情况下，好的布线反而恶化了二极管的反向恢复问题，因为高的didt导致高的IRRM。 在实际电路中开关的时序对换流过程有很大的影响，记?为关断器件相对输出电压过零时的角度，?为换流开通器件相对输出电压过零时的角度。由于线路寄生电感Lp的存在，在不同的?和?下，器件的开关过程呈现不同的状态。设?0为开通器件超前输出电压的最为优化的角度，还是以Q1向Q4换流过程为例分析，当?=0时，Q4提前?0开通，二极管承受反压，此时会出现较大的反向恢复电流，而且在Q1关断后，该电流在Lp上产生的电压尖峰加到Q1上。?=0，必滞后?0开通，此时由于电流在Q1关断之前还没有达到零，同样在Q1两端产生电压尖峰，电压的大小取决于开关管的下降时间。当???0时，Q1提前电压过零点关断。二极管承受反压，出现反向恢复电流，在Q1完全关断后，也会出现电压尖峰，但此时的电压尖峰取决于二极管的众IRRM。当???0，Q1滞后电压过零点关断。此时开关管在流过正向电流时突然被关断，同样出现电压尖峰。 从以上分析看出，在高频时电流型谐振型逆变器更适合工作在?>O状态下，即开关频率fs小于谐振支路固有频率f0。此时功率二极管存在较大的关断损耗，需要设计合适的辅助关断电路，减小由于二极管反向恢复电 26 洛阳理工学院毕业设计（论文） 流造成的开关损耗，高频状态下要同时考虑寄生电容coss对关断时器件的影响，电容的放电电流使得功率管的开通损耗增加，但在器件关断时coss使功率开关是零电压关断，对降低开关损耗有一定的好处。从上述分析可知，如果电压型谐振型逆变器的工作频率fs略高于固有频率f0，则开关损耗可以很小，高频下寄生参数对开关状态的影响较小。而电流型逆变器受线路的寄生电感影响，工作在高频状态下的开关损耗较大，对电源正常工作影响较大，因此相对而言电压型逆变器比较适合工作在较高的频率下。 3.2 LLC谐振回路工作分析 LLC谐振回路的结构如图3-2所示 图3-2 LLC谐振电路 定义以下变量： L?L1?L2?L1L2umL1L2L1?L2 （3.1） ?? (3.2) ???i1 （3.3） 27