iC电流为零，结果二者乘积也很小。理想的开关状态将使二者乘积为零，从而理想效率将达到100%。
iC iC i’Cmax iCmax V‘BB VBB O O Vbm vBE O ωt V’bm
图2-1-3 集电极电流脉冲宽度随VBB和Vbm变化示意图
2.1.2 丁类和戊类谐振功率放大器
丁类（Class D）谐振功率放大器的一种原理性电路及相应的波形如图2-1-4所示。T1和T2为两个特性配对的同型功率管，分别由两个幅度相等极性相反的电压vb1和vb2控制饱和导通和截止关断。vb1和vb2电压由输入电压vi通过变压器Tr在两个匝数相同的次级绕组（注意同名端的区别）上产生。当输入激励电压vi为固定频率的余弦波，并且幅值足够大，以保证使vi正半周时T1管饱和导通，T2管截止关断；vi负半周时T2管饱和导通，T1管截止关断。则在此电压作用下，图中A点对地电压vA当T1管饱和导通时为（VCC－VCE(sat)），导通电流为iC1；T2管饱和导通时为VCE(sat)（VCE(sat)是T1和T2管的饱和压降），导通电流为iC2。因此，合成的vA电压是幅值为（VCC－2VCE(sat)）的矩形方波电压，该电压加到由L、C
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和RL组成的串联谐振回路上。若谐振回路Q值足够高，且调谐在输入电压信号频率上，则可近似认为通过回路的电流iL也是与输入信号频率相同的余弦波，在负载RL上获得不失真的输出信号功率。也可看成是，谐振回路的滤波选频作用仅对方波电压vA中的基波频率分量谐振，串联谐振电阻最小，因而在负载RL上产生基频分量电流iL。实际上，电流iL是由T1和T2管轮流导通时的电流合成的，所以，两管导通电流iC1和iC2均为半个余弦波。图中可见，管子导通时流过集电极电流，但对应的管压降仅为饱和电压，所以管耗很小，放大器的效率也就很高（一般可达到90%以上）。
iC1 ● CC iL C VCC + vi - ● + vb1 - T1 + vb2 ● - ● + L T2 vA iC2 - A RL + vL - (a)
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vi VIm O vA VCC VCE(sat) VCC－2VCE(sat) ωt O iC1 iCmax O iC2 iCmax O vL VLm O ωt ωt ωt ωt
(b)
图2-1-4 丁类谐振功率放大器的原理电路和波形
实际电路中，由于晶体管的结电容和电路分布电容等因素的影响，管子从导通到截止或从截止到导通都需要经历一段过渡时间，因而vA电压并不是理想的方波，而存在上升沿和下降沿，如图2-1-4(b)中vA波形上的虚线所示。所以，在过渡时间内管子的压降就不是饱和压降，将产生一定的管耗，限制了丁类放大器的效率的提高。进一步提高效率的措施，是在开关工作的基础上，采用特殊设计的集电极回路，以保证vCE为最小值（饱和压降）的时间内，才允许集电极电流流通，如图2-1-5所示。这就是目前正在发展中的戊类（Class E）放大器。或者仅当管子完全截止即集电极电流iC为零后，才允许集电极电压vCE升高。图2-1-6所示为一种戊类谐振功率放大器的原理图和波形。图中，C0是功率管集电极分
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布电容，C1是外接电容。L和C组成串联谐振回路，调谐在输入信号角频率ωi上。RL为负载电阻。C0和C1并联再与C串联和L、RL又组成并联谐振回路。因此集电极负载回路有两个谐振角频率： 串联谐振角频率为?s?1LC；并联谐振角频率为?p?1LCt,其中Ct为并联谐
振回路总电容Ct?(C0?C1)C。显然，ωs＜ωp。LC是大电感线圈，在信号变化
C0?C1?C周期内其电感电流I近似维持不变。当输入信号电压vb使功率管饱和时，集电极电流iC=I；使功率管截止时iC=0，如图2-1-6中所示iC电流为矩形方波，存在基频分量、二次及以上各次谐波分量。如果串联回路谐振频率ωs=ωi，ωp=2ωi，则并联谐振电阻最大，二次谐波电路产生二次谐波电压，而LC串联谐振电阻最小，负载RL上获得基波电流产生的基波电压。更高次谐波电流分量在并联谐振回路上的压降很小可以忽略。
LC I iC VCC A L C RL C0 C1 + vL - (a)
vb VBB 24
iC I O ωt vA vA vA1 vA2 O ωt 图2-1-6 一种戊类谐振功率放大器原理图及波形并联谐振回路上的电压
V(j?)?V01?j? 幅频V(?)?V01??2；相频?v??arctan?
其中??Q???0?Ree??????0??；Q?e??。 0L当ω=2ω0，??1.5Qe，如果Qe=10，则??15
V(2?V00)?1?152?V0，?v??86?15 25