在调制器中，按照PN码的变化形式，以每秒W次的速度，伪随机地将载波相位移项，将信号的带宽扩展到W?BC?Hz?。这样所得到的以调信号称为直接序列(DS)扩频信号。
3.2 扩频信号解调
信号解调按图10完成。接收信号首先乘以在接收机的PN码序列发生器产生的波形c(t)的复本?12?，它是与接收信号中的PN码同号的。这一运算称为(频谱)解扩，因为在接收端乘以c(t)的效果就是将在发送端的扩频运算解开。据此有
ACv(t)c2(t)cos(2?fct)?ACv(t)cos(2?fct) （3-1） 上式中因有对全部t，c2(t)?1。所得信号ACv(t)cos(2?fct)占有带宽为R(Hz)(近似)，它就是载有信息信号的带宽。因此，对解扩信号而言，这个解调器就是常规互相关器或匹配滤波器。因为该解调器具有和解扩信号相同的带宽，所以在解调器上使信号受到污损的仅是那些位于接收信号的信息带宽以内的加性噪声。
沈阳大学毕业设计（论文） No 19
图10 DS扩频信号的解调
3.2.1窄带干扰对解扩的影响
设想接收信号是
r(t)?ACv(t)c(t)cos(2?fct)?i(t) （3-2） 式中i(t)代表干扰。在接收端的解扩处理产生
r(t)c(t)?ACcos(2?fct)?i(t)c(t) （3-3） 将干扰i(t)与c(t)相乘的效果就是将i(t)的带宽扩频到WHz。 举一个例子，考虑一个如下式的正弦干扰信号
i(t)?AJcos(2?fct) （3-4） 式中fJ是为于传输信号带宽内的某一频率。它与c(t)相乘就会产生一个功率谱密度J0?PJW的带宽干扰，这里PJ?2AJ2是该干扰
的平均功率。因为所期望的信号是用带宽为R的匹配滤波器(或相关器)解调，所以在解调器输出端干扰的总功率是
J0R?PJPPJP?J??J WWRTbTcLC
（3-5）
因此，在干扰信号中的功率就降低了等于带宽扩展因子WR的倍数。这个因子WR?TbTc?LC称为扩频系统的处理增益。干扰功率的降低是在有干扰的信道上采用扩频信号传输数字信息的根本原因。
沈阳大学毕业设计（论文） No 20
总之，在发送端用PN码序列将在有信息的信号扩频到某个较宽的带宽上，然后在信道上进行传输。当这个接收信号乘以一个同步了的PN码信号的复本时，所期望的信号被解扩回到窄带带宽上来?13?，而任何干扰信号都被扩频到一个较宽的宽带内。在干扰功率上的净效果就是降低WR倍，这就是扩频系统的处理增益。
假定这个PN码序列{cn}已知是仅对这个目标中的接收机而言的。任何不具有该PN码序列知识的其他接收机不可能解出这个信号。这样，利用一个PN码序列就提供了某种程度的保密性(或安全性)，而这个用常规的调制是不能达到的。为这一安全性和抗干扰性能获益所付出的主要代价是在信道带宽利用上的降低和在通信系统复杂性上的增加。
3.3差错概率
在AWGN信道中，采用二进制PSK的DS扩频系统的差错概率与一般的(未扩频)二进制PSK的差错概率相同的，即 Pb?Q??2?b?N0?? ? （3-6）
??另外，如果干扰是如上面公式给出的正弦型的，其功率为PJ，那么差错概率(近似)为
沈阳大学毕业设计（论文） No 21
?2?b Pb?Q??PW?J??2?b??Q???J0???? （3-7） ??于是干扰功率降低了扩频信号带宽W倍的因子。 在这种情况下，可以不管AWGN(假设可以忽略)，即
N0??PJW。如果考虑信道中的AWGN，则差错概率可表示为 ???2?b2?b???Q? Pb?Q?N?PW??N?J0J00????? （3-8） ?? 沈阳大学毕业设计（论文） No 22
4.2 SIMULINK仿真
附录2是先调制后扩频的扩频通信系统框图。
Random-Integer Generator(随机整数发生器)产生的二进制随机信号，采样周期为0.01。信号馈入载频为3000Hz的M-PSK Modulator Passband(通带M-PSK调制器)调制，调制后的单列双极性的实信号被周期为31的m序列(通过Relay(继电器)转换为双极性二进制序列)直接相乘进行扩频
[15]。扩频后的双极性二进
制的信号进入AWGN(加性高斯白噪声)Es/N(信噪比)为-20dB的传输环境后进入接收部分。信号首先进行解扩，然后进入M-PSK Demodulator Passband(通带M-PSK解调器)进行解调，解调后的信号直接进入误码表。
⑴信源
信源由随机整数产生器(Random Integer Generator)生成，随机整数产生器用来产生一个在0和M-1之间均匀分布的随机整数序列。
随机整数产生器主要有以下几个参数：
M-ary number(输出范围)设定随机整数的取值范围。当该参数设置为M时，随机整数的取值范围等于[0，M-1]。
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