为boost变换器（Boost Converter）。
升压斩波电路之所以能使输出电压高于电源电压，关键有两个原因：一是L储能之后具有电压泵升的作用，二是电容C可将输出电压保持住。在以上分析中，认为Tr处于通态期间因电容C的作用使得输出电压U0不变，但实际上C值不可能无穷大，在此阶段其向负载放电，U0必然会有所下降，故实际输出电压会略低于理想结果，不过，在电容C值足够大时，误差很小，基本可以忽略[6]。
⑵、主电路主要元器件的参数设计
高功率因数校正硬开关DC/DC变换电路技术指标：
输入电压：直流12~16V 输出电压：直流30V 最大输出功率：60W 功率因数：90% 开关频率：f=100kHz
升压电感L的设计：
电感将决定在输入侧高频纹波电流的大小，且它的值与纹波电流的大小有关。电感值由输入侧的交流电流峰值来决定。由于最大的峰值电流出现在线电压为最小值,负载最大时,所以有：
IL(pk)?2?PoutVin(min)?2?60?7.071A12（3-3）
本设计中，转换器的输入线电流峰值为7.071A，出现在电压为12V时。假如允许电感电流有20%的电流脉动，则有：
?I?0.2?IL(pk)?1.414A（?I是指电流纹波峰对峰值）
（3-4）
在升压型转换器中最大纹波电流发生在占空比为50%时，即在升压比为M=V0/Vin=2的时候。电感电流的峰值一般不会发生在这个时候，因为它的峰值是由正弦控制信号的峰值所决定的。
电感值是由半波整流最低输出电压时的电流峰值在此电压时的占空比D以及开关频率所决定的（此处Vin(pk)是电网电压最低时整流桥输出电压的峰值），其关系式如下：
Ipk时的占空因数：
D?计算升压电感：
V0?Vin(pk)30?12??0.6V030（3-5）
L?Vin(pk)?D12?0.6??50.9uH3fs??I100?10?1.414（3-6）
为了方便起见，电感值被四舍五入而以整数50uH代替。
输出电容CO的设计：
PFC电路的输出电容的选择主要应考虑:输出电压的大小及纹波值，电容允许流过的电流值，等效串联电阻的大小，容许温升等众多因素。此外，稳压电源还应要求在输入交流电断电的情况下，电容容量足够大以保证一定的放电维持时间。本文以保持时间来确定输出电容值，保持时间是指在输入电压关断后，输出电压能够维持正常输出值的时间长度，典型保持时间为?t为15～50ms。满负载功率为60W，电容电压在此期间允许的跌落为1V，输出电容由容许的输出最大纹波电压决定，输出纹波电压频率为2倍的基频率。本设计输出的范例里，输出电容如下式所述：
CO?式中：
2?Pout??tV0?V0(min)22?2?60?0.04?1000?F302?122（3-7）
Pout——负载功率
?t——电容维持时间，取40ms
VO——输出电压 VO(min)
——维持负载工作的最小电压
四、 硬件电路图
我们采用单片机MSP430G255输出PWM经OC运放后推挽驱动MOS管达到升压降压的目的，这是因为单片机MSP430G2553输出的为3v的方波信号不能直接驱动MOS管，而一般运放的带负载能力太弱，MOS管的上升沿和下降沿太缓，从而MOS管长时间处于放大状态，发热严重容易烧坏,故用OC输出提高电压电流后经推挽驱动MOS的导通截止。其中推挽驱动电路更容易驱动MOS并提高输出功率，输出电流瞬态响应速度很高，从而提高反应速度，尽量减小开关损耗，使能量传递效率更高。
电压采集部分是使用电阻直接分压后用单片机带内部基准、采样与保持以及自动扫描功能的 10位 200-ksps 模数 (A/D) 转换器。
五、 软件设计与流程
（1） 软件设计
系统应用程序的结构可分为主程序和若干子程序，主程序主要完成：对内存中的工作参数进行初始化，显示系统初始状态；ADC电压采集、电压采集到的数据通过PID处理后经定时器产生一个100KHzPWM波输出；在有键入操作时读取键值，并改变电压设定值。 子程序包括：
读键盘子程序、12864显示子程序，pid计算子程序，ADC采样子程序等。程序具体思路：初始化各子程序模块?设定电压初值?ADC电压采集?电压采集数据通过PID处理后经定时器产生一个100KHzPWM波输出?按键中断输入电压设定值?循环采样改变PWM输出。 （注：具体程序见附录四） （2）流程图
初始化模块
设定电压初值
ADC采样
按键中断设定
电压值
显示设定电压
值及采样值
PID计算处理
PWM输出
六、 系统测试与误差分析
降压模式（电压单位均为V、电流单位均为A、功率单位均为W）： 在输入电压12V、频率80KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 1.19 0.119 0.14 0.03（0.36W） 38.9% 70% 8.02 0.802 6.4 0.58（6.96W） 92.8% 在输入电压12V、频率100KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 0.88 0.088 0.07 0.03（0.36W） 19.4% 70% 7.78 0.778 6.05 0.55（6.6W） 91.7% 在输入电压12V、频率120KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 0.63 0.063 0.03 0.02（0.24W） 12.5% 70% 7.64 0.764 5.8 0.54（6.48W） 89.5%
测试结果分析：随着频率升高转换效率逐渐降低，最大效率能够达到90%，在降压模式下输出功率能够达6W。
升压模式（电压单位均为V、电流单位均为A、功率单位均为W）： 在输入电压12V、频率80KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 16 1.6 25 2.4（28.8W） 86.8% 70% 23 2.3 52.9 4.8（57.6W） 91.8% 在输入电压12V、频率100KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 16 1.6 25.6 2.2（26.4W） 96.9% 70% 22 2.2 48.4 5.5（66W） 73.3% 在输入电压12V、频率120KHz、负载10Ω的条件下： 占空比 输出电压Vo 输出电流Io 输出功率Po 输入电流Iin 效率n 30% 15 1.5 22.5 2.2（26.4W） 85.2% 70% 21 2.1 44.1 4.1（49.2W） 89.6% 测试结果分析：随着频率升高电源转换效率逐渐降低，最大效率达到96%。在最大输入功率为为66W的情况下输出功率有48.4W。
七、 总结
在此次比赛中遇到的一些问题在此总结出来，记住并思考这些问题从而在以的比赛中不再犯同样的错误。
1，buck降压模式。场效应管为P-MOS管（这是出于驱动的考虑：高侧驱动，开启电压可以为0），此时注意输入与输出，输入为S极输出为D级（可以从寄生二极管方面考虑，我仅在模电书中接触过MOS使用时没有太过的考虑N-MOS与P-MOS接法，认为都是从D输入S输出，后面在做这个DC-DC时发现无论如何都是导通的，才发现这个我的接法错误）
2，电感的计算一般有相关的文档计算电感量，我采用的是铁硅铝磁环自行绕。（在boost中曾做到12V输入55V输出（80%占空比）1K负载达到350mA） 3，二极管选用100V肖特基二极管，在50V输出的情况下保留一定的裕量是一种很好的设计。电容也是储存能量的一部分也需要考虑耐压值，我曾在50V的情况下使用25V耐压的电容最后电容发热幸好我及时关断电源。 4，采用推挽输出是考虑比较器的驱动能力不够不足以推动MOS管也可以从提高反应速度方面考虑。
5，比较器两个输入端的连接是很有学问的。可以看到两个截止部分的位置是不同的，仔细考虑，停止P-MOS管要使Vgs相差不大（开通条件是Vgs小于阈值），所以设计者将基准电压接在+输入端PWM接在-输入端，一旦需要截止场效应管时拉低-输入端的电平是比较器输出高电平截止P-MOS管。至于升压截止为什么是接在比较器输出与推挽之间我猜测是提高升压时的截止速度，因为我在做升压