高速电路板设计指导书
一、微处理器内建A-D converter 时，前置增幅器周边的模拟/数字分离技巧
最近几年单片微机大多内嵌A-D Converter(以下简称为ADC)，封装这类微处理器时，必需防止模拟ADC 受到数字电路噪讯的影响。图8 是小型单片微机与ADC 用置增幅器(pre-amplifier)的电路图，图中的IC1 为输出入rail to rail的OP增幅器，它是ADC前置增幅器的10 倍电压gain非反相增幅电路；IC2 是dropout 定电压电源，它可以产生3.3V数字与模拟电路的电源；IC2 使用Renasas 公司开发的R8C/Tiny 系列小型微处理器，该芯片内建10 位循序比较型ADC，第14 号脚架(pin)除了可以输入模拟信号之外，同时也是ADC用模拟输入埠(port)。接着介绍 除外的表面封装组件，封装在双面印刷电路基板的技巧。
图8 内嵌A-D converter 的微处理器与前置增幅周边电路
图9 IC3周边电路的pattern 说明
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图9 是接地与电源电路的基板图案。接地图案设计上的重点，必需明确分离模拟接地(以下简称为AGND)与数字接地(以下简称为DGND)，此处为配合电位因此采取单接点设计，如此设计可以防止数字电路的噪讯，造成ADC的转换精度降低等问题，因此图9 的AGND 与DGND 连接点设在IC3 的Vss端子(5 号脚架)附近。
本电路使用的微处理器接地端Vss 子只有一条，不过其它型号的IC 则将AGND 与DGND端子分离，因此必需将AGND 与DGND 的pattern作明确的分离与单点连接(图11)。电源电路需注意的是与IC2 输出入连接的C3，C5两电容的设置，因为未降低输出入端子的高频阻抗时，低dropout 电压的电源IC会有波动之虞，所以C3，C5尽量靠近IC2 设置，同时还需要缩减导线长度加粗导线宽度。
图10 AGND 与DGND 明确分离作单点连接
图11 是前置增幅周边电路的电路基板pattern，如图所示C2 设置在IC1 附近，由于电压复归型OP 增幅器反相输入端子的输入阻抗很高，极易受到外部噪讯的影响，所以图11 的电路基板图案，刻意缩短至反相输入端子(IC1 的3 号脚架)的导线长度，图中R3 是分割容量性负载与OP 增幅器输出端子的电阻，OP 增幅器与微处理器之间的导线很长时，该电阻必需尽量设置在OP增幅器附近。
图11 前置增幅器周边电路的pattern
描绘AGND时必需尽量降低AGND 本身的阻抗，实际布线图案除了采用full pattern之外，前置增幅器的输出入导线应用贯穿孔(through hole)设计，使导线绕到AGND 背面藉此
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降低AGND 的阻抗。此外包含前置增幅器在内封装模拟电路的基板背面，不可有任何数字信号(包含DGND)流通，主要目的是要防止容量结合，造成数字电路的信号变成噪讯影响模拟电路的动作。
二、可发挥50MH z~6GHz宽带增幅特性的电路基板图案
图29 是由单芯片微波(MMIC: Monolithic Micro wave device)集成电路NBB-310 (RF Micro Devices)构成的频宽50MHz～6GHz宽带高频增幅器，NBB-310 高频组件采用AlGaAs HBT制程制作，因此可靠性相当高。
使用MMIC 的增幅器时，必需搭配适合的电路基板图案阻抗与组件，例如耦合电容、高频扼流圈(choke)、线圈(coil)(以下简称为RFC)时，才能发挥组件具有的功能。如NBB-310 技术数据的记载，偏压(bias)电流只需利用电阻与RFC 即可，不过本电路使用复合型晶体管构成的current mirror 电路，加上 NBB-310输出脚架的直流电压Level，会随着高频输入电力Level的变化，使用上述电阻与RFC 简易偏压电路的话，输入电力变时输出脚架的直流电压会降低，NBB-310 可能会有过电流流动之虞，所以偏压电路使用current mirror电路，藉此防止发生过电流现象。
图29 频宽50MHz～6GHz宽带高频增幅器的电路
图30 频宽50MHz～6GHz宽带高频增幅器的电路基板图案
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频率超过2～3GHz必需谨慎选择印刷电路基板的材质，基本上不可使用传统FR4 玻璃环氧树脂，因此无铅且高频特性与FR4 玻璃环氧树脂相同的高Tg玻璃环氧树脂使用可能性大幅增加。一般而言高频电路通常会选用高频用低tan的基板材质，此外为抑制周围温湿度造成高频特性变动，因此必需将基板的温湿度一并列入考虑。图30 是频宽50MHz～6GHz 宽带高频增幅器的电路基板图案，如图所示micro strip line上方的2 个耦合电容C1、C2与C4、C5， 并联设在线路端缘(edge)可以改善insertion loss 与return loss 等高频特性。
频率超过GHz 等级时，电容器的高频特性随着厂牌出现极大差异，虽然指定厂牌对资材采购单位相当困扰，不过它是OP增幅性能上重要组件之一，重视应用性能时就不应该妥协让步。
封装NBB-310的接地面必需与周围接地面分离，如此才能够防止在NBB-310 接地面流动的接地电流迷走在full ground面上，这种技巧经常被应用在改善OP增幅器的绝缘特性。
自制线圈时使用FT23-61 type的troy dull core，与直径ψ0.3polyurethane，靠近NBB-310端紧密绕卷5 圈，接着均匀粗绕卷10 圈；如果使用市售的线圈必需透过测试寻找特性符合要求的产品，笔者认为若使用WD0200A(冈谷电机)可以充分发挥NBB-310 的性能。
三、可以从直流切换成2.5GHz的RF切换电路
以往RF信号切换开关大多使用PIN 二极管(diode)，目前GaAs 与CMOS 专用IC 已经成为市场主流，此处以μPD5710TK为例，介绍可以切换直流～2.5GHz 的宽带切换电路(图31)。
图31 可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路
图中的μPD5710TK 采用CMOS 制程制作，点线表示直流cut 用电容，其它切换IC 的端子偏压(bias)Level 是以直流性定义，所以几乎都是用电容直流cut，不过本电路无法使用直流电。图32是RF切换电路基板图案，图案宽度为1.8mm如此便可以成为Z0=50Ω的micro strip line 的传输线路，电路基板厚度t=1.0mm。Layout 基板时尽量让切换IC 的的接地在附近流入背面的端子接地，如此切换控制线在端子附近强制性控制阻抗(impedance)，所以没有长度与宽度等限制。
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图32 可从直流切换成2.5GHz的RF切换电路基板图案
为避免切换控制端子影响IC的动作，因此作业上必需谨慎处理。图31的电容C1、C2与接地作交流性连接，可以降低电容对连接控制电路与电源图案的影响(图案成为等价性线圈，图案长度与频率关系的阻抗，从0 到无限大巨大变动)。此外电容本身具备共振频率，所以本电路采用高自我共振频率与高定数电容，芯片电容一般都在100pF～1000pF左右。
四、4GHz VCO的电路基板图案
图33 是4GHz为中心可作500MHz 宽带振荡的VCO(Voltage Controlled Oscillator)电路，外观上看似可洱必兹基本电路，不过却无可洱必兹电路必要的C-C-L 结构，然而本电路却显示负性阻抗而且还可以作振荡动作，一般的VCO 为了要减轻负载，通常都会设置缓冲器(buffer)，不过本电路50Ω负载时仍拥有良好的负性阻抗，所以直接连接至50Ω传输线路。
图33 4GHz 为中心可作500MHz宽带振荡的VCO 电路
图34是电路基板图案。VCO 的基板图案重点必需考虑决定振荡频率的组件，以及振荡晶体管的电流流动特性，依此才能设计最短的图案长度。如上所述电路50Ω负载时显示良好的负性阻抗，所以输出直接连接至Z0=50Ω的micro strip line的传输线路，此外控制电压端子Vr 利用外部
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