根据应用场合，确定功率是在表3-1的哪个功率范围内。从符合要求的磁心制造厂商中，选择尺寸最接近或稍大一点的磁心。
表3-1 输出功率与大致的磁心尺寸的关系
确磁心尺寸选择方法2
这种方法首先假设变压器是单绕组。每增加一个绕组并考虑安全规则要求，就需要增加绕线面积和磁心尺寸。它将综合影响磁心的“窗口利用因数”。在确定基本的单绕组电感磁心尺寸时，可用这个窗口利用因数来调整。
第一步是确定单绕组电感的磁心尺寸。这可以通过式（3-3）来求得。
30.68Poudtw?10 WaAc? （3-3）
Bmaxf式中dw—— 一次绕组的导线截面积，单位为cir mil或in2；
Bmax——工作时的最大磁通密度，单位为G； f ——工作频率；
Pout——电源的总输出功率。
用MKS（米—千克—秒）制时，使用下面公式：
WaAc?0.68Poutdw （3-4）
Bmaxf式中dw——一次绕组的导线截面积，单位为cm2；
Bmax——工作时的最大磁通密度，单位为T； f ——工作频率；
Pout——电源的总输出功率,单位为W。
接下来要确定窗口利用因数，然后计算总的窗口利用因数。窗口利用因数可以从表3-2中得到。
表3-2 变压器窗口利用因数
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可以利用下面式子把这些独立的窗口利用因数综合起来：
Knet?KaKb? （3-5）
最后从下面式子可以得到变压器磁心的估计尺寸：
WaAc'?KnetWaAc （3-6）
在美国，结果是用in4来表示的，而对于一个使用公制的系统是用m4来表示。这两钟单位制的转换如下：
1m4?2.402?106in4 （3-7a） 1in4?4.162?10?7in4 （3-7b）
有些磁心制造厂家的数据手册给出了磁心参数WaAc，这和上面的计算公式是一致的。要选择最接近或稍大一点的磁心。
也可以根据磁心制造厂家确定磁心尺寸的方法进行变压器设计。其实本阶段变压器的设计只是一个粗略的估计。
3.3 反激式变压器的设计
反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量储存在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。为了变压器可靠工作，就需要有气隙。
刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，满足
Ipk?VinTon （3-8） Lpri22
用Ton??max代到上式中，移项整理后，用以知的电源工作参数，通过式（3-9）可f算出一次最大电感
Lpri?Vin(min)?maxIpkf （3-9）
式中?max——最大占空比（通常取0.5）。
这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。
在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为；
Estored?2LpriIpk2 （3-10）
要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需要的最大功率，可以使用下式：
12Pin(core)?LpriIpkfop?Pout （3-11）
2 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个Al的参数。这参数是电感磁心线上1000匝后的数据。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式（3-12）计算方法确定。
Npri?1000LpriAL （3-12）
式中 Lpri—— 一次电感量，单位为mH。
如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供AL的值，可用式（3-13）。
Npri?式中lgap——气隙长度
Bmaxlgap(actual)0.4?Ipk （3-13）
Npri代表的是最大的一次电感值，这个值就是在可以预计的最小输入电压下，在一个周期内能把所需能量存储到磁心的电感值。 根据式（3-14），输出最大功率时的二次绕组匝数。
Nsec?Npri(Vout?Vfwd)(1??(max))Vin(min)?(max) （3-14）
式中Vfwd——预计的输出整流器的正向压降。
上式算出来的结果应该看作是最大的匝数，因为匝数越多的话，二次电感量也越大，因此把磁心的能量释放完需要更长的时间。这样算出来的结果往往不是整数，而很
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多磁心不支持带小数的匝数，这就要在磁心允许的范围内选取最接近这个小数的整数。
现在考虑二次绕组的安排了。设计者可能会选用自耦变压器式的二次绕组或隔离式二次绕组。由于反激式的二次侧是半波整流的，所以非中间抽头的绕组或全波整流桥是不能用的（见图3-4）。一旦要设计的二次绕组的绕法确定后，就要检查磁心的窗口面积是否能装下这个绕组。
图3-4 反激式变压器二次绕组的安排 a)有中间抽头的二次侧 b)相互隔离的二次侧
在反激式变换器中，变压器的物理结构设计是比较苛刻的。如果设计不当，会产生电压尖峰，这会影响半导体器件的可靠工作[2]。
4．单端反激式开关电源-主电路设计
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4．1 单端反激式开关电源主电路介绍
本次设计是基于前人的经验，对前人已设计好的电路加以修改而制造出来的，其电路图为图4-1。该电路用了单片开关电源TOP244Y：线性关耦合器 PC817；可调式精密并联稳压器TL431共三片集成电路。
EMI输入滤波器部分中，市电经过3.15A的保险管，再经安全电容亦称“X电容”C9和大小为22mL的共模扼流圈L1完成一次滤波。然后经2A/600V的整流桥（BR）对输入进行整流，再通过由C2、R3、VDZ、VD1构成的缓冲电路进一步降低电磁干扰。其中瞬态电压抑制器VDZ（P6KE200）和超快恢复二极管VD1（UF4005）组成初级钳制电路，能吸收泄露电感的能量，将漏极电压钳制在安全值。另外，由C2和R3构成的RC吸收回路能进一步降低电磁干扰。
这次的高频变压器采用EE25型磁心，配10引脚的骨架要留一点气隙。初级绕组采用?0.38mm漆包线绕58匝，次级绕组用4股?0.38mm漆包线并绕6匝，辅助绕组用?0.38mm漆包线绕2匝。
输出整流滤波电路由VD3、C6、C7、C8和L2构成。把C6和C7并联起来可降低滤波电容的等效电感，VD3是用20A/100V的肖特基二极管MBR20100，L2用3.3??的磁珠。而C12与R11并联在VD3两端，能防止VD3在高频开关状态下产生自激振荡。C13为安全电容也称为“Y电容”，它接在高频变压器的初、次级绕组之间，耐压值为280V。
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