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Uo也随之下降，最终使Uo不变。
TOPSwitch-II器件开关频率高，典型值为100kHz，允许范围为90-110kHz，开关管占空比由C脚电流以线性比例控制。电路启动时，由漏极经内部高压电流源为C脚提供工作电压Vc。（实际电路中C脚外部应接入电容，以电容的充电过程控制Vc逐步升高，以完成电路的软启动过程），其PWM反馈控制回路由Rc、比较器A1和F1等元件组成，控制极电压Vc为控制电路提供电源，同时也是PWM反馈控制回路的偏置电压，比较器A2的基准电压设置为5.7V，当Vc高于5.7V时，A2输出高电平，与此同时PWM控制电流经电阻R与振荡器输出的锯齿波电流分别输入PWM比较器A4的+/-输入端，这时因反馈电流较小从A3反向端输入的锯齿波信号经门电路G3和G4送至RS触发器B2的复位端+在锯齿波信号和时钟信号的共同作用下RS触发器的输出端Q被置为高电平，门极驱动信号（PWM信号）经G6，G7两次反相，送到开关管F2的栅极，开关管处于开关状态，当电路启动结束时Vc升至门限电压4.7V，A2输出高电平驱动电子开关动作，控制电路的供电切换至内部电源；正常工作时TOPSwitch器件通过外围电路形成电压负反馈闭环控制，调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。
图2.3 TOPSwitch-II的内部框图
TOPSwitch器件具有关断/自动重启动电路功能，即当调节失控时立即使芯片在低
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占空比下工作，倘若故障已排除就自动重启动恢复正常工作。在自启动阶段（控制极电压Vc低于门限电压5.7V时），控制电路处于低功耗的待命状态，此时由于比较器A2的滞回特性，电子开关频繁地在高压电流源和内部电源之间进行切换，使得Vc值保持在4.7-5.7V之间。自启动电路由一个8分频计数器完成延时功能，阻止输出级MOSFET管F2连续导通，直到8个充/放电周期完全结束后才能再次导通。TOPSwitch器件通过预置V1m值来实现过流保护。TOPSwitch器件内部还设有过热保护电路，当芯片结温大于135度时关断输出级（MOSFET），从而实现过热保护目的。
2.3.2 单片开关电源电路基本原理
TOPSWitch-II单片开关电源典型电路如图2.4所示。高频变压器在电路中具备能量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。由图可见，高频变压器触及绕组Np的极性（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组Ns、反馈绕组NF的极性相反。这表明在TOPSWitch-II导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时VD2截止。当TOPSWitch-II截止时VD2导通，能量传输给次级，刺激反击是开关电源的特点。图中，BR为整流桥，CIN为输入端滤波电容。交流电压u经过整流滤波后得到直流高压UI，经初级绕组加至TOPSWitch-II的漏极上。鉴于在TOPSWitch-II关断时刻，由高频变压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压UI和感应电压UOR上，可是功率开关管漏籍电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端增加漏极钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管（VDZ1）、阻塞二极管（VD1）组成，VD1应采用超快二极管（SRD）。VD2为次级整流管，COUT是输出端滤波电容。
目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过VD3、CF整流滤波后获得反馈电压UFB，经光耦合器重的光敏三极管给TOPSWitch-II的控制端提供偏压，CT是控制端C的旁路电容。设稳压管VDZ2的稳定电压为UZ2，限流电阻R1两端
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的压降为UR，光耦合器中LED发光二极管的正向压降为UF，输出电压Uo由下式设定：
Uo=UZ2+UF+UR （2.1）
则其稳压原理简述如下：当由于某种原因致使Uo升高时，因UZ2不变，故UF随之升高，使LED的工作电流IF增大，再通过光耦合器使TOPSWitch-II控制端电流Ic增大。但因TOPSWitch-II的输出占空比D与Ic成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，达到稳压目的。反之亦然[3]。
图2.4 单
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第3章 单片开关电源的设计
3.1 概述
开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成本，人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。如美国电源集成公司（Power Integrations Inc， 简称PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管（MOSFET）于一体，只要配以少量的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式单片开关电源。
3.2 单片开关电源电路参数的设定
下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。 (1) 确定开关电源的基本参数 1交流输入电压最小值umin=85V ○
2交流输入电压最大值umax=265V ○
3电网频率fL=50Hz ○
4开关频率f=100kHz ○
5输出电压Uo=24V ○
6输出功率Po=50W ○
7电源效率η=85% ○
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8损耗分配系数Z：Z代表次级损耗和总损耗的比值。在极端情况下，Z=0表示全部损耗○
发生在初级，Z=1则表示全部损耗发生在次级。在此，我们选取Z=0.5。 (2) 反馈电路类型及反馈电压UFB的确定
我们可参照表1中的数据确定参数，因为我们采用配TL431的光耦反馈电路，所以UFB的值便一目了然。
(3) 输入滤波电容CIN、直流输电压最小值UImin的确定
由表2可知在通用85~265V输入时，CIN、UImin的值都可大概确定，其中，我们确定UImin的值为90V，而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。
输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CIN值选的过低，会使UImin的值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。但CIN值取得过高。会增加电容器成本，而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍CIN准确值的方法。
表1 反馈电路的类型及UFB的参数值
反馈电路类型 基本反馈电路 改进型基本反馈电路 配稳压管的光耦反馈电路 配TL431的光耦反馈电路 UFB/V 5.7 27.7 12 12 Uo的准确度/（%） ±10 ±5 ±5 ±1 Sv/（%） ±1.5 ±1.5 ±0.5 ±0.2 SI/（%） ±5 ±2.5 ±1 ±0.2 表2 确定CIN、UImin值
u/V 固定输入：100/115 通用输入：85~265 Po/W 已知 已知 比例系数/（μF/W） 2~3 2~3 CIN/μF （2~3）·Po值 （2~3）·Po值 UImin/V ≥90 ≥90 - 10 -