让我们开始作ZVS的电源设计，如果决定反射电压为300V, 我们必须用800V的
MOSFET，将有2.8的匝比，实际反射电压为308V，可能的的漏感影响区域将是117V，Ip max会达2.18A。加到同样条件，对Lp，得到Lp≦1.26mH若选1mH，则C drin 要大于1.6nf，以防60W输出时谷底跳上375Vdc。如果不用箝位网络保护MOSFET，则C TOT要高于2.05nf (对应L leak = 25uH的最大过压为115V), 可以选择2.2nf。
你可以看到在最坏情况下，许多参数都会变，最终会获得不同的变换器，增加反射电压，，保持更宽的ZVS工作范围会有代价提升。
? 开关频率要提升。
? 初级峰值电流及导通损耗要改善。 ? 二次峰值电流及导通损耗增加。
? MOS FET在开关工作时经受更大的电压应力。 ? MOS FET开启损耗可以拿掉（如果ZVS实现）。
为简化设计，可以从ONSEMI公司的网站下载一个展开表，它包括了所有寄生元件，此外AND8089/D中描述的各个公式，也可以用SPICE来仿真。 5. SPICE仿真。
6. 辅助绕组用于给控制器供电，同时检测变压器的去磁。为给VCC供电，电压要高于11V,（VCBOFF+VF）, 但要低于16V，(VCC最大允许值) 选择12V。
里有一支内部的箝位二极管保护1pin，以对应致命的过压，此二级管的电流此电压加到去磁端，要比过压保护阈值低（7.2V），要加二个外部电阻分压，平稳的电压在正常工作时为6.0V，它将容许一个2.4V的辅助绕组过压值，相应于108V的过压值为21.6V，这是可以接受的。这里有一个内部电阻28KΩ, 我们刚好需要加一支28K（或27K）电阻使之成标准值。这决不可超过+3mA/-2mA，我们必须要确保选择电阻满足此规范的要求。如果在起动时，辅助绕组给出 35V，（在输入最高线），那幺流过1pin的最大电流是：（3.5V+0.7V）/27KΩ=1.32mA，因此是安全的。
这个电阻接到绕组一端（称作ROVPI）, 还用作延迟MOSFET的导通，以确保其在漏电压的谷底处，如果整个1pin内部电容（10nf）没给出足够的延迟，则需外部补加电容。在我们的情况加一支82pf电容，它可将MOSFET 导通时间延至波谷时。 7. DSS
辅助绕组为什么还要用来给控制器供电的主要原因是对于600V的MOSFET，最大的栅充电电流会达到0.6A，其栅电荷达50nc，栅驱动电流I drv = fsw*Qg*Vdrv。即使对20KHz频率，Vdrv = 10V, I drv也会大于10mA。如果不用辅助供电，这个电流将直接通过DSS，尽管DSS能供出TV电源时需要。当二次侧重新配置以减小待机功耗，辅助电压也失效了，由于DSS，控制器仍能在待机时满功率运转，这就使得能在最低电压时还能稳压调节，并以待机到正常工作能平稳过渡。
高压端要接到主干线，最好通过一支IN4007二级管，以应对较低的待机功耗，由于减小了平均电压（因半波整流）所至。 8. 待机状态
待机消耗要降低到1W以下，为实现这个目标，二次侧电流必须减小，我们选择如下的二次测结构，用预定路径，将高压线圈送到低压输出，减小所有未用的输出。此结构选择了可控硅，并由手动开关去激活，以简化评估板（图16）。
实际上，储存在高压绕组中的能量用于灌满低压的输出电容，而保持调整率则由低压输出完成。由于绕组产生电流（无电压）接高压线圈到低压输出会更安全，但是因为
调整环路强制高压线圈供出低压，这样所有其它线圈也给出低压（此正常时低的电压）这样消耗总和就有效地降下来了。
在待机期间，调整率由齐纳二极管Dz2完成，由于NCP1207仍由DSS供电，甚至无更多的辅助电压时，调整点还是比正常时低，而只有强迫输出电压到高于最低输入时的电压调整率，但这里不需要任何防护。对5V输出的调整率，我们用标准的MC7805压降为2V，调整点7V即可。R9及C22可以加到用在待机和正常工作之间软化传输。如果环路补偿正确设计，这两个组件可以不用。
NCP1207进入低峰值电流跨越式工作以在轻载时有较低损耗，但是用一些廉价变压器时，峰值电流会太高，会产生音频噪音。在此情景，我们要建议用一个不同的执行方法对应待机时的调整率（图18），在调整的输出上放一个纹波，强制控制器运行在跨越周期状态，它就会产生较少的机械应力给变压器。
9. 过功率保护
NCP1207集成了短路保护是基于检测初级峰值电流，但不幸的是，我们见到此前峰值电流只取决于输入电压（图19）。检测电阻的选择要允许在低输入电压时能允许最大峰值电流流过MOS，但在高输入电压时，峰值电流给出同样的输出功率时，此电流则小得
多，而检测电阻是固定的，这样在高输入电压时给出的最大功率会大很多。解决方案是要建起一个过功率保护的方法。
执行OPP当然是可能的，增加少量元件即可达到，我们建议两个不同的方法。其一是根据输入电压补偿CS端电压，另一个则是检测输出电流。
目标1（过功率补偿）
传统的方法是用补偿法，将其加到初级电流信息与输入电压两者总量上，见图（19），但执行起来是不可能的，因NCP1207只能检测Rcs上的信号去用作跨越周期的检测电平，而且允许电平较低，所以只能采用辅助绕组的正向电压，加一支二极管，使之与辅助绕组串联。我们通过此通路检测正向电压，如图（20）。
这个正向电压正比于匝数比N，输入电压Vin，电阻Rfwd加到辅助绕组供电处。在正向供电激活时取样电流，知道了这个正向电压值及串联电阻值RSKIP, 就很容易计算补偿电阻RCOMP的值，建起所希望的电流检测信号在高输入电压时的偏差值。 这里有几个展示补偿效果的曲线，如图21及图22。
目标2（调节折迭）
采用检测流过输出端的电流的方法，以此建立一个有效过流保护的方法是可行的。在达到输出电流阈值时，把调整率的水平折返回去，这是特意完全独立于输入电压变化的方法。
用一支NPN晶体管可检测输出电流取样电阻Rsense的电压，然后拉下光耦中发光二极管的电压（图23），这种保护还取决于温度，但它在多数应用中都给出了足够的精度。这种方式的主要缺点是只能保护一组输出，必须在每个输出复制这种保护才可以。
最终设计出的等效电路
图（24）给出完整的设计电路，内部包含了所有设计步骤的结果。
其中主要点有：
? 对非ZVS工作的设计要加RCD吸收回路。
? 当在二次侧重划结构激活时，要用齐纳二极管调整。 ? 过电流保护仅在108V输出中使用。
此外PCB板还可接受下面几项选择：
? 在二次侧结构激活时，也可用纹波发生器调整。 ? 过功率补偿通过采用辅助绕组正向电压采样的方法。
在印板上，有两种形状变压器可供选择，OREGA及VOGC。 最后测试结果
效率：250VAC,84.3% 90VAC,85.1% 待机功耗：
VIN=230VAC Vout = 5V，30mA (即150mW输出)
? 用齐纳调整时，P stby = 850m W ? 用纹波调整时，P stby = 1W
传导EMI测试结果
在AC110V及AC220V测试结果如图25。