减少了电流谐波，使得在低频时电动机运作得更加平滑。其原理就是在SVPWM调制中均匀的插入零矢量，使得等待时间变得更加均匀，从而减少了电流的高次谐波，使电动机的脉动转矩也更小。由于大量的零矢量的插入需要更多的元件开关次数来实现，所以命名为高频劈零矢量[10]。
考虑到算法的实时性要求、三角载波的产生、时间的比较、死区的设定、安全性等因素，所以现在普通的SPWM产生都有专门的硬件支持来实现，如INTEL公司的196MC系列单片机。对于SVPWM调制尤其要考虑其特殊的时间比较方式，故有专门的硬件支持来实现的才是最佳方案。在这方面德州仪器(TI)公司推出的TMS320C/F24X及后来的28X都专门设置了空间矢量状态机这一系统，使得实现变得很容易[11-17]。
3.2 SPWM与SVPWM调制技术的比较
SPWM原理:正弦PWM的信号波为正弦波，就是正弦波等效成一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其脉冲宽度是由正弦波和三角波自然相交生成的。正弦波波形产生的方法有很多种，但较典型的主要有对称规则采样法、不对称规则采样法和平均对称规则采样法三种。第一种方法由于生成的PWM脉宽偏小，所以变频器的输出电压达不到直流侧电压的1倍;第二种方法在一个载波周期里要采样两次正弦波，显然输出电压高于前者，但对于微处理器来说，增加了数据处理量当载波频率较高时，对微机的要求较高;第三种方法应用最为广泛的，它兼顾了前两种方法的优点。SPWM虽然可以得到三相正弦电压，但直流侧的电压利用率较低，最大是直流侧电压的0.866倍，这是此方法的最大的缺点[18]。
SVPWM原理:电压空间矢量PWM(SVPWM)的出发点与SPWM不同，SPWM调制是从三相交流电源出发，其着眼点是如何生成一个可以调压调频的二相对称正弦电源。而SVPWM是将逆变器和电动机看成一个整体，用八个基本电压矢量合成期望的电压矢量，建立逆变器功率器件的开关状态，并依据电机磁链和电压的关系，从而实现对电动机恒磁通变压变频调速。若忽略定子电阻压降，当定子绕组施加理想的正弦电压时，由于电压空间矢量为等幅的旋转矢量，故气隙磁通以恒定的角速度旋转，轨迹为圆形。SVPWM比SPWM的电压利用率高15%,这是两者最大的区别，但两者并不是孤立的调制方式，典型的SVPWM是一种在SPWM的相调制波中加入了零序分量后进行规则采样得到的结果，因此S VPVVM有对应SPWM的形式。反之，一些性能优越的SPWM方式也可以找到对应的SVPWM算法，所以两者在谐波的大致方向上是一致的，只不过SPWM易于硬件电路实现，而SVPWM更适合于数字化控制系统[19]。
3.3 SVPWM调制原理与实现方法
空间电压矢量脉宽调制(SVPWM)功能的原则是基于电流矢量的最大偏差尽可能地小，且每一桥臂的开关频率最小，以减少开关损耗。它是从电机的角度出发，着眼于如何利用空间电压矢量脉宽调制((SVPWM)信号，使电机获得幅值恒定的圆形磁场。按平行四边形法则，利用8个基本矢量合成任意角度和模长的等效合成矢量，这样逆变器的输出电压为一系列等幅不等宽的脉冲波，形成了电压空间矢量控制的PWM逆变器。通过矢量分解，求出任意一个电压空间矢量在相邻的3个理想开关状态矢量(包括零矢量)上的作用时间，便可以形成逼近圆形的旋转磁场，达到电压空间矢量脉宽调(SVPWM)信号的目的。SVPWM是SPWM与电机磁链圆形轨迹直接结合的一种方法，它超越了常规SPWM的思路从电动机角度出发，直接以电动机磁链圆形控制为目的，不仅在控制上与SPWM的效果相同，而且更直观，物理意义更清晰，用到的数学模型和数字算法均很简单，便于DSP实时控制，实
现起来更方便，另外，SVPWM的输出最大电压较常规SPWM高约15.47%。更重要的是无论从直流电压利用率还是从电动机谐波损耗上看，空间SPWM法都优于常规SPWM[20-25]。
1、电压矢量与坐标变换
电压空间矢量是按照电压所加在绕组的空间位置定义的。电动机的三相定子绕组可以定义一个三相平面静止坐标系，如图3-1，这是一个特殊的坐标系，它有三个轴，相互间隔2π/3，分别代表三个相，三相定子相电压为UA, UB, UC，它们的方向始终在各相的轴线上，大小则随时间按正弦规律变化。
图3-1 d q坐标系
因此三个相电压空间矢量相加所形成一个合成电压空间矢量u是一个以电源角频率ω速度旋转的空间电压矢量。
u=（uAej*0+uBej*x/3+uCe-j*2π/3） (3-1)
同样也可以定义电流和磁链空间矢量I和ψ。因此有: u=RI+ (3-2)
当转速不是很低时，定子电阻R的压降相对较小，上式可简化为 u= (3-3)
式(3-3)说明，电压空间矢量在磁链圆轨迹的切线方向。当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2π弧度，其运动轨迹与磁链圆重合。
在图3-1中，把空间电压矢量u在dq坐标系中分别向d轴与q轴投影得到dq坐标:
Vd=[uAsinωt+uBsin（ωt - ）+uCsin（ωt+）] (3-4) Vq= [uAcosωt+uBcos（ωt - ）+uCcos（ωt+）] (3-5) V0=（uA+uB+uC） (3-6) 其反变换为：
uA= Vd sinωt+ Vq cosωt+ V0 (3-7)
uB= Vd sin（ωt - ）+ Vq cos（ωt+） (3-8) uC= Vd sin（ωt+）+ Vq cos（ωt - ） (3-9) 2、SVPWM调制原理与实现方法
在图3-2的三相电压型逆变器结构图中，同一桥臂的功率管Q1, Q2的导通状态是相反的，如果将三个桥臂的开关状态表示成
图3-2三相逆变桥电路
开关向量[SaSbSc]T，我们只通过上桥臂功率管的开关状态即可推算出线电压向量
[VabVbcVca]T及相电压向量[VaVbVc]T: Vab 1 -1 0 Sa
Vbc = Vdc 0 1 -1 Sb (3-10) Vca -1 0 1 Sc Va 2 -1 -1 Sa
Vb = Vdc -1 2 -1 Sb (3-11) Vc -1 -1 2 Sc
式中Vdc逆变器的输入直流电压。通过坐标变换三相矢量电压转换到两相静止的
(ɑ,β)坐标系下的Vsa和Vsp,变换公式为: Vsɑ 1 -1/2 -1/2 Va = Vb (3-12)
Vsβ 0 /2 -/2 Vc 变换后，对应得到6个相互夹角为600的非零电压矢量和两个位于坐标原点的零电压矢量，其相应的逆变器开关状态和基本电压矢量图如图3-3所示。
图3-3基木矢量图 其反变换为: Va 0 1 Vsα
Vb = /2 -1/2 = (3-13) Vc -/2 -1/2 Vsβ
实现实时产生空间矢量对称PWM的控制方法，关键在于如何实时控制电压矢量的大小、方位和作用时间。在工程中常用的是矢量合成式SVPWM算法，它把理想磁链圆平均分成6个区间，在每个区间里，选择相邻的两个电压矢量及零矢量，按照伏秒平衡的原则来合成每个扇区内的任意电压矢量。以合成电压矢量Uref落在扇区I为例:由
TX(Udc)+TY(+j)(Udc)+O000T0=UrefejθTX (3-14) 可得到:
TX=UrefTsin（ - θ） (3-15) TY=UrefTsinθ (3-16) T0= TS - TX - TY (3-17)
另外很明显TX, TY在线性调制区应满足约束条件: TX+TY=< TS (3-18)
它决定了直流电压为Ud时，采用SVPWM调制方式的逆变器提供的最大电压，将式(3-15)、(3-16)代入(3-18)式得到: Uref=<=< (3-19) 所以在满调制时，SVPWM输出的相电压基波峰值为Ud/ ，线电压基波峰值为Ud，等于直流母线电压，SVPWM的调制相电压波形相当于在原正弦波中注入了三角形三次谐波，它的线性工作区直流电压利用率比常规的规则采样SPWM高15.47%。能明显减少逆变器输出电压的谐波成分[26]。 随着参考电压矢量Ure:的增加，输出电压的电压幅值也线性增加，T。逐渐减小，但要满足Tx+TY=
(1)判断矢量Uref所在的扇区:
首先由Uref分解出其在（α，β）坐标系下的分量Vsα和Vsβ，矢量Uref对应的三相电压矢量分别为Va、 Vb、 Vc， 并定义三个变量A、B、C，由二相/三相坐标变换可得: Va= Vsβ
Vb=1/2（Vsα- Vsβ） (3-20) Vc=1/2（-Vsα- Vsβ）
如果Va >0，则A=1，否则A=0 ; 如果Vb >0，则B=1，否则B=0 ;
如果Vc >0，则C=1，否则C=0; 则N= 4C+2B+A ; (3-21)
则可以用式(3-20)及(3-21)计算矢量Uref (Va，Vb，Vc)所在扇区。 因此N与扇区号的对应关系如下表3-1所示: 表3-1扇区确定表
(2)相邻两矢量作用时间的确定，计算X， Y，Z，TX，TY值: X= VsβTS/Ud
Y=（/2 Vsβ+3/2 Vsα）TS/ Ud (3-22) Z=（/2 Vsβ-3/2 Vsβ）TS/ Ud
则对不同的扇区，Tx，TY按表3-2所示取值。在得知期望电压Uref (Va，Vb，Vc)所在扇区后，根据此表便可迅速计算出该扇区相邻两矢量的作用时间，该方法不必计算θ角，从而避免了一系列三角函数的复杂计算问题。 表3-2 Tx，TY赋值表
Tx，TY赋值后，还要对其进行饱和判断，若Tx+TY > T,则取 Tx = Tx /（Tx + TY）；TY= TY /（Tx + TY） (3-23) (3)计算矢量切换点Ton1，Ton2，Ton3 定义：
Ta=（T - Tx - TY）/4 (3-24) Tb= Ta+ Tx/2 (3-25) Tc= Tb + Tx/2 (3-26) Td= Tc + Tx/2 (3-27)
则在不同扇区各矢量的赋值选择见表3-3所示。 表3-3矢量切换点赋值表
PWM的输出，根据表3-3及式(3-24), (3-25), (3-26), (3-27)计算出每个采样周期内各矢量切换点Ton1，Ton2，Ton3后，将他们与一定幅值的二角载波做比较，一旦Tonx(x=1,2,3)与三角载波的值相等时，就改变PWM波形状态，实现占空比的填写[27][28]。
第四章 变频调压电源的硬件电路设计
主电路和控制电路是硬件电路的重要组成部分。其中三相逆变桥电路是主电路中最重要的部分， DSP电路和逆变控制信号SVPWM生成电路是控制电路最重要的部分。其余电路还有输入整流滤波电路、输出变压器隔离电路、电压电流采样电路、输入保护电路、开关量输入/输出电路、显示及按键电路、复位电路、仿真接口电路、电源电路、通信电路等。电源整机原理框图如图4-1所示。
图4-1电源整机原理框图
为了能使系统硬件电路简单可靠，希望各部分的功能电路能由模块化的高集成度的电路组成，本电路的逆变功率器件选择了三菱公司的智能功率模块IPM，控制电路的芯片选择了美国TI公司的DSP芯片TMS320F2812芯片，这样可以使硬件电路简单可靠。以下将分析各单元电路的原理和电路之间的关系。4.1电源的主电路构成
变频电源采取的是交一直一交的变换过程，它主要有市电输入电路、整流滤波电路、逆变电路、变压隔离滤波电路等。
整流滤波电路是将交流变成直流，本文采用三相桥式不可控整流电路。市电通过空气开关、EMI滤波器、交流接触器控制、三相桥式整流电路；经过整流桥输出的直流脉动电压，其脉动频率为交流市电频率的六倍(300Hz)。为了减少直流脉动，在整流桥的输出端接以大电容进行滤波，使电压的大小也基本保持不变，使之成为真正意义上的进入逆变器直流母线的直流电。滤波电容为两只耐压较低的电解电容串联(取值为400V/ 4700uF)，并加装了电阻均压电路(取值为5W/100k)。其电路原理图如图4-2所示。
图4-2电源主电路原理图 1、EMI输入滤波器
变频电源的输入侧为整流电路，它具有非线性特性，因此会产生高次谐波电流，使电网的电压波形发生畸变;输出侧因功率管开、关所造成的电压、电流浪涌冲击会沿变频电源内部电路传输至输入端，也会产生更高次谐波影响电网。为了抑制这些谐波对电网的影响，在变频器交流输入端接入如图4-3所示的滤波器电路。它能抑制高频干扰，并能对谐波电流有补偿作用[29][30]。
图4-3输入滤波器电路 2、输入保护电路
在输入侧主要增加过压和欠压检测电路。重点是防止意外掉电或者缺相运行引起的功率器件损坏;掉电后，系统电很快消失，而主电路高压电下降很慢，有可能造成功率器件误导通而损坏;这时要采取措施将主电路高压电快速放掉。原理图见图4-4所示。
图4-4输入过压欠压保护电路 4.2基于DSP的控制电路设计
本课题中，变频电源的控制电路以TMS320F2812作为主控芯片，主要用到DSP芯片的事件管理器、A/D转换器、部分GPIO端口和SCI接口及CAN口等。 4.2.1以TMS320F2812为核心的控制电路 控制电路是整个电路的主要部件，以TMS320F2812为主的控制电路的主要作用是运行相应的控制策略， 并把产生的PWM信号送至主电路的功率元件，实现对功率管的开关的实时控制。再此主要侧重讲述以TMS320F2812为主的电路设计。基本结构框图如图4-5所示，它以高性能数字信号处理芯片为核心，附加事件管理器、I/O端口和A/D转换器对被测信号进行A/D转换等外围设备，运用双闭环数字PI算法控制的双极性调制瞬时值反馈技术实现对DC/AC变频电源的控制[31-34]。
图4-5控制系统基本结构框图
TMS320F2812最小系统构成原理图如图4-6所示。
TMS320F2812芯片，内含一个基于PLL(锁相环)的时钟模块。此模块为器件提供所有必须的时钟信号以及用于低功耗方式输入控制。基于PLL的时钟模块提供了两种操作模式，即晶振操作模式和外部时钟源操作模式。当工作在晶振操作模式时，在X 1 /XCLKIN(振荡器输入脚)和X2(振荡器输出脚)之间加一个晶体振荡器