高频小功率调幅发射机设计
uBU
（2）基本原件的选择。图中，CB1、CB2、CC为隔直耦合电容，C1、C2为高频滤波电容。π由于载波频率fc=6MHZ,音频信号频率F≈20Hz~20KHZ,故取CB1=CB2=CC=0.033μf,C1=C2=1μf。C3为电源去耦电容，C3=10μf。扼流圈LC在该电路中主要起隔离高频信号、耦合电源的作用，通常取10mH。LB2=51Mh。LB1为高频扼流圈，其作用是隔离高频载波信号，耦合低频的音频信号，因此取LB1=470μH。RE为负反馈电阻，用以改善波形及测试工作状态，通常取10Ω。
（3）滤波匹配网络的设计。L、C4和C5构成π型滤波匹配网络,为确定它们的值,需要先确定集电极谐振电阻Re。电路的最大输出功率在临界状态时达到，考虑到匹配网络的实际传输效率，应选择临界状态时的最大输出功率
POmax>1.5倍输出峰包功率=1.5×220mW=330mW
故选择POmax=0.6W。设集电极饱和压降UCES=1V，电源电压VCC=12V,则临界状态时的高频信号幅度为Ucmmax=11V，可得集电极谐振电阻为
2 Re=Ucmmax/(2Pomax)≈100Ω
考虑到功放匹配电路中Qe1、Qe2不宜太大，否则谐振曲线太尖锐，不易调整，而且传输效率降低，故取Qe1=2。由于Qe1=wcReC4,因此得
6 C4=2/(6×10×2π×100)=530PF
实际可取560PF，然后根据实验调整。
22 由于 Re/（1+Qe1）=RA/（1+Qe2）
故可得 Qe2≈1.22
C5=Qe2/(wcRA)=650PF
C5可取680PF，然后根据实验调整。
22 L=L1+L2=(Qe1/wc)×(Re/(1+Qe1))+ (Qe2/wc)×(Re/(1+Qe1))
=1.72μH
故L取为1.8μH.
o（4）三极管的选择。设导通角θ≈70,根据三极管临界工作状态时的高频信号振幅
Ucmmax=11V，可求得临界状态时集电极电流为
o icmax=Icmmax/α1(θ)=Ucmmax/Reα1(70)=11/(100×0.44)=0.25A
临界状态时的管耗为
PC=PD-Pomax=icmaxα0(θ)Vcc-Pomax=0.25×0.25×12-0.6=150Mw
由于失谐管子的管耗大大增加，因此PCM的选择应有足够余量。
三极管的最大集电极电压为uCEmax≈2VCC=24V