数对处理容量的要求。总的运算量是12.78FLOPS，用ASIC实现12.67GFLOPS，DSP实现0.11GFLOPS。DSP实现核心处理与控制，ASIC实现通信算法预处理。
(2) FPGA实现方案：
同上述方案类似，FPGA与DSP的比较见相关资料。 (3) 虚拟无线电方案：
虚拟无线电方案可分为两种，一种是使用高速ADC作为数字与模拟的接口，用PC或高性能工作站代替DSP或FPGA。其特点是：实验性强；快速升级；易与其它应用集成；可提供多种功能；有利于降低成本和改进计算效率等。另一种是基于高速交换网的硬件平台，见图4.23所示。其特点是：该平台通过适配器与高速宽带交换网连接，为各个功能模块提供统一的数据通信服务；各功能模块都是由DSP组成，公用交换网可以是ATM或IP；通用性和扩展性强。
图4.23 基于高速交换网的硬件平台
4.SpeakeasyⅠ和SpeakeasyⅡ
SpeakeasyⅠ期工程要完成多频段，多模式无线电台的可编程信息处理，它模拟了15种以上现有美军军用无线电台，它们多半是采用窄带的普通调制方式。1994年8月演示了该系统。SpeakeasyⅠ中可使用的调制方式有： （1）幅度调制
包括跳频/非跳频的双边带调幅、上（下）边带抑制载波调幅和幅移键控ASK等。 （2）频率调制
包括跳频/非跳频、频移键控FSK、最小频移键控MSK和连续相位频移键控等。 （3）相位调制
包括多相键控MPSK、相对移相二相键控DPSK、相对移相四相键控QPSK和参差四相键控OQPSK等。
（4）幅度/相位调制
4、16、64和256QAM（正交调幅）。 SpeakeasyⅡ期工程从1995年开始，目标是在SpeakeasyⅠ的基础上进行扩展。从用户端到射频端，整个系统都是一个开放的、模块化的和可以重复编程的体系结构。为了降低系统生存期成本，SpeakeasyⅡ设计时强调采用商用流行模块和商用标准。它包括几种不同的输入输出类型、网络互连、可重新编程、安全服务、可编程宽带Modem和可连续覆盖2MHz～2GHz的射频频段。
4.6电磁兼容分析
1.电磁兼容的定义及实施
电磁兼容（EMC）指电气及电子设备在共同的电磁环境中能执行各自功能的共存状态，即要求在同一电磁环境中的上述设备都能正常工作又不相互干扰，达到共存兼容状态。进一步讲，电气及电子设备不会由于受到处于同一电磁环境中其他设备的电磁辐射而导致不允许的性能降级，它也不会使同一电磁环境中其他设备因受其电磁辐射而导致不允许的性能降级。广义来说，EMC是研究在有限空间、有限时间和有限的频谱资源条件下，各种用电设备或系统（甚至还包括生物体）可以共存，并不致引起其性能降低的一门学科。
为了实现EMC，需从技术上和组织上两方面采取措施。技术措施就是从分析电磁干扰源、耦合途径和敏感设备入手，合理利用屏蔽、滤波和接地技术，抑制线路板、电缆等引入的干扰及瞬态干扰，分析预测EMC设计和进行干扰测量等。组织措施是为了抑制干扰，各级组织制定的一系列EMC标准、规范与频谱分配，这些标准规定了干扰发射的极限值，并使各种系统在制定的频域、时域及空域上工作，尤其是推行强制性EMC认证，以保证EMC的有效实施。实现EMC的技术措施与组织措施应相互结合，统筹考虑，并根据技术水平的提高而相应地修改一些标准与规范。
EMC控制技术即电磁干扰控制技术可分为6大类：
（1）传输通道抑制方法有滤波、屏蔽、接地、搭接、合理布线等；
（2）空间分离方法有地点位置控制、自然地形隔离、方位角控制、极化控制等； （3）时间分隔方法有时间共用准则、主动时间分隔、被动时间分隔等； （4）频谱管理方法有频谱规划/划分、制定标准规范和频率管制等；
（5）电气隔离措施有变压器隔离、光电隔离、继电器隔离和DC/DC变换等。 （6）干扰对消、自适应均衡和扩频通信等现代技术。
2.无线电通信系统中的EMC技术
无线电通信系统中的EMC技术包括频率指配与管制（强制检查和监测）、杂散发射功率电平限制、干扰协调区和频谱共用中的EMC技术等。下面分别介绍频谱共用中的EMC技术和卫星与地面微波站间的干扰计算。
（1）频谱共用中的EMC技术
随着无线通信的飞速发展，频谱的利用越来越拥挤。为了适应新的业务和更有效地利用频谱资源，频谱共用的情况不断增加。表中4.5列出了一些可以抑制干扰、促进频谱共用的技术方法（即EMC技术）。下面主要讨论TDD CDMA系统中的干扰分析。
TDD系统中的干扰不同于FDD系统中的干扰。在FDD中，由于上下行是频分双工的，信道间的干扰只存在于移动台（MS）和基站（BS）之间，上下行信
图4.24 TDD中可能存在的干扰 道间不存在干扰。在TDD中，由于上下行工作于同
表4.5 电磁兼容技术 频率分隔 信道规划 空间分隔 站址选择 时间分隔 占空比控制 扩频技术 CDMA 动态实时频率指配 天线方向图鉴别 峰值占用周期交叉重叠 FDMA 物理障碍 动态实时频率指配 站址屏蔽 TDMA 动态发射机电平控制 SDMA 极化分离 跳频 跳时 混合 一载波，上下行信道间可能存在干扰，干扰的比例取决于帧同步和信道的对称性。图4.24示意了TDD中可能存在的干扰。BS1→MS1 ，MS1→BS1 ，BS2→MS2 ，MS2→BS2是通信路径；BS1→MS2 ，MS2→BS1 ，BS2→MS1 ，MS1→BS2是与FDD系统中类似的干扰；MS1→MS2 ，MS2→MS1 。BS1→BS2 ，BS2→BS1是TDD中特有的干扰。下面分别讨论TDD中特有的干扰。
a. 蜂窝内干扰
在从下行时隙转换到上行时隙的交换点处，移动台在连续时隙情况下可能出现上下行时隙的重叠，引起蜂窝内干扰。见图4.25。
b. 蜂窝间的干扰
如果两个相邻的蜂窝间同步且有相同的帧结构，则TDD中蜂窝间的干扰与FDD中相同。但是，图4.25 TDD中可能存在的蜂窝内的干扰 如果两个相邻的蜂窝不同步或具有不同的帧结构
时，在这两个蜂窝中移动台之间或基站之间就存在严重的干扰，见图4.26。蜂窝1的基站将收到来自MS1的上行信号，同一蜂窝中移动台的干扰Iinter，另一蜂窝中来自BS2和MS2的干扰Iintra，且总干扰为
Iuplink?Iintre?Iintra
?IMSS1?offset?IBS2?(1?offset)?IMSS2
上式中，IMSS1是基站1收到的蜂窝1中其它MS的干扰；IBS2是基站1从BS2接收到的干扰；IMSS2是基站1从蜂窝2中MS接收到的干扰。同理MS1接收到的下行干扰为
Idownlink???Iintre?Iintra
???Iintre?(1?offset)?IBS2?offset?IMSS2
图4.26 异步邻近TDD蜂窝间的干扰
上式中，α是正交因子；Iintre=IBS1（基站1的下行给移动台的信号）；IBS2是移动台MS1从BS2接收到的干扰；IMSS2是移动台MS1从蜂窝2中的移动台接收到的干扰。
c. TDD/FDD间的干扰
WCDMA (TDD) WCDMA 上行 (FDD) MS WCDMA (TDD) WCDMA 下行 (FDD) MS
1900 1920 1980 2010 2025 2110 2170 2200 频率/MHZ 图4.27 频谱分配图
由图4.27所示的频谱分配可见，成对的频段1920～1980MHz和2110～2170MHz分别被作为FDD 的上行和下行。而TDD运行在剩余的不成对的频段1900～1920MHz和2010～2025MHz上。由于频 率的隔离，FDD下行与TDD波段之间不会有明显的干扰，但FDD的上行与TDD波段相邻，因此TDD信道和FDD上行之间会有明显干扰。若FDD蜂窝与TDD蜂窝相邻，则将产生图4.28所示的TDD/FDD间的干扰。详细分析见相关文献。
总之，不同步情况下TDD系统中的干扰不同于
图4.28 TDD/FDD中的干扰 FDD中，由于同步困难以及相关的干扰问题成为TDD
CDMA使用的主要问题。为此要求：所有在同一TDD
蜂窝内的移动台必须同步；使用同一频率内的所有蜂窝需要严格的网同步；使用相邻频道的运营者之间必须协调网络规划，相邻蜂窝间必须有相同的不对称类型；安排好与FDD上行波段的邻近的TDD系统来减小TDD/FDD间的干扰；必须研发一些新技术来减小CDMA和TDD技术中的干扰。
(2) 卫星与地面微波站间的干扰分析计算
利用C波段传送卫星电视节目，与地面微波站所用频率相同。因此，卫星接收站就可能受到地面微波信号的干扰。干扰分析的关键是天线波束方位方向性系数和方位增益的计算。
对于圆形抛物面天线：
F抛物面方位相对（Δ′，φ′）=F方位绝对（Δ′，φ′）/F最大（Δ，φ） F主波束（Δ，φ）=F（φ）=A[（B-C）/D+（E/F）+G（H-Z）/K] F次波束（Δ，φ）=2L/M
D抛方位=D最大﹒F抛方位相对（Δ′，φ′） G抛方位=G最大﹒F抛方位相对（Δ′，φ′） D最大=4πSK1/λ2
G最大=（4πS/λ2）ηK1
22
上式中，A=1.48; B=aj1（a）﹒j0（b）;C=bj0（a）﹒j1（b）;D=a-b;E=0.52j1（b）;F=b;G=0.5cos2
22
δ;H=bj2（1.5a）﹒j1（b）;I=1.5a﹒j2（b）﹒j1（1.5a）;K=（1.5a）-b;a=3.5（R/2f），R为抛物面口径圆半径，f为抛物面焦距; b=aRsinφ=2π（R/λ）sinφ，φ为射线与主波束轴之间的夹角，即干扰方位角; δ为天线口径面上的方位角; j0（x）为零阶贝塞尔函数; j1（x）为一阶贝塞尔函数; j（为二阶贝塞尔函数; L=j（;M= aRsinφ; S为圆口径面积; K1=5.15[0.423j（2x）1aRsinφ）13.5R/2f）+0.26R/2f]2为口径面利用系数; η为天线效率，一般取0.4～0.7。
例4：设某圆口径抛物面天线口径的半径R=5m，抛物面焦距f=3.98m，工作波长λ=1m，天线效率η=0.6，计算偏离天线主波束轴3°的方向图绝对值和相对值及水平方位方向性系数和方位增
益。
解：根据已知条件计算出a和b a=3.5（5/2×3.98）=2.1985 b=2π×（5/1）sin0°=0
b=2π×（5/1）sin3°=1.6442
将a、b在φ=0°和3°的值代入上面的公式计算A～K，并填入下表
各因子 方位角 A B C D E F G H I K φ=0° 1.48 1.2234653 0 4.8334 1 0 -0.5 0 0.7311 10.87515506 φ=3° 1.48 0.5176 0.104083385 2.13 0.298168 1.6442 -0.5 0.4057 0.19498 8.1718 将上表中φ=0°和3°时各因子值代入上面的公式计算方向图最大绝对值、方向图方位绝对值和方向图相对值。
1.2234653?00?0.7311)+1-0.5×()=1.4082
4.833410.875155060.5176?0.1040833850.2981680.4057?0.19498)+()-0.5×() F方位绝对值（φ=3°）=1.48×(2.131.64428.1718F最大（φ=0°）=1.48×( =0.4558
F方位相对（φ=3°）=0.4558/1.4082=0.3237 计算方位方向性系数和方位增益 K1=5.15×（0.423j1
3.5?50.26?52
+）=0.818
2?3.982?3.982
D最大=4×（3.14159）×5×5×0.818=807.33=29.1dB D方位=807.33×0.3237=261.33=24.2dB
2
G最大=4×（3.14159）×5×5×0.6×0.818=484.4=26.85dB G方位=484.4×0.3237=156.8=21.95dB
对于卡赛格伦天线，如果天线口径面的直径在10m以上，工作频率在3GHz以上，天线主波波束宽度可压缩到±1°以内。计算卡赛格伦天线干扰的主波束方位方向性系数和方位增益已失去意义。如果被干扰电台在卡塞格伦天线主波束轴1°范围之内，一般用最大增益计算。当被干扰电台在卡塞格伦天线主波束轴1°之外时，计算干扰主要计算天线的次波束干扰。估算卡塞格伦天线次波束方位增益的公式为
G卡方位=32-25lgφ 上式中，φ是通信卫星所在经度与地球电台天线主波束轴所指的经度之差。现代卡塞格伦天线制作技术有了进一步的发展，使天线主波束与次波束获得更大的比值。有的天线已做到