大功率LED光源驱动电路的研究与设计 ri?4i?3UmT?2i?1T?sinsin? 8N2?E2N2N4i?1UmT?2i?1T?sinsin? 8N2?E2N2N
ei?均值PWM法实现简单，且对各次谐波的抑制均有很好的效果。
4.3.3 PWM波的实现方法
无论采用何种PWM生成算法，最终是计算出PWM脉冲的切换时间，因而在CPU中实现该波形的常用方法是定时控制，由定时中断服务程序完成PWM脉冲波的换相，其原理如下：
(1)PWM的载波周期Ts由载波周期定时器定时，当定时到来时，向CPU发出中断申请，CPU相应中断并执行中断服务程序，该中断服务程序的任务是将保存在内存中的PWM开关定时数据(上一个载波周期计算出来的PWM换相定时时间)送PWM波定时器，并起动此定时器工作，然后再计算下一个载波周期的PWM数据并保存。
(2)PWM波的定时器根据载波周期定时中断服务程序送来的开关数据进行定时控制，在中断服务程序中完成对PWM的换相并输出至断口。
(3)主程序的主要任务是：对逆变器输出频率指令f的采样或计算，并计算与频率指令对应的调试深度指令、载波比、载波周期定时常数等，为载波周期定时中断服务程序的计算提供实时指令。然而在变频切换时，由于电压跟随频率的变化而改变，变频瞬间容易产生电流冲击。一般解决办法是在基波电压过零时(即0o或180o相位时)进行频率切换，这时变频瞬问无电流冲击，但该方法会造成频率变化响应过慢，特别是低频时响应时间过长。因此最好能设计成任何一个载波周期结束时刻都能进行频率切换。为防止电流冲击的产生，此时应使频率切换前后的基波电压尽可能接近，从而使电流平滑过渡。但要做到这一点并不容易，因变化前后的基波电压不仅与频率和相位有关，还和调制比有关，使得计算频率变化前后基波电压相等的条件特别费时，因此在实现过程中，一般安相位相等的原则进行频率切换。也就是说在新旧频率切换时，根据脉冲计数器所表示的相位关系进行等相位切换。假定旧频率时的载波比为N1，频率变化的切换时刻计数器值为Pl，新频率时载波比为N2，切换时新频率计数器的值P2应为：出P2后再进行切换。
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P2?N2P1N1求
大功率LED光源驱动电路的研究与设计 4.3.4 程序流程图
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开 始 初始化 否 kz==1? 增大占空比 PWM控制循环
图4.3 程序流程图
4.4 反激式开关电源原理
4.4.1 反激式开关电源概述
反激式开关电源分为，隔离与非隔离两种形式。
隔离电源按照结构形式不同可分为两大类：正激式和反激式
正激式：正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正 激。半桥、桥式电路都属于正激电路。
反激式：反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。
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大功率LED光源驱动电路的研究与设计
(1) 反激式开关电路 (2)正激式开关电路
图4.4 正反激开关路
4.4.2反激电路特点
正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。
反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。
反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。
变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。
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大功率LED光源驱动电路的研究与设计 第5章 系统设计、调试与仿真
5.1 输入级及EMI滤波模块功能设计与仿真
由于输入为220V市电，由于输入为交流正弦波，所以先使输入通过整流桥，变交流为直流，然后运用电容、电感、电阻组成一个EMI滤波器，阻断高频电流，仅使低频电流通过。
下图为输入级及EMI滤波模块仿真原理图，用示波器观测输出波形
图5.1 仿真原理图
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图5.2 仿真波形图
黄色波为输入的220V交流电，其波形为正弦波，最大值为310V。蓝色波为输入的220V交流电，其波形为正弦波，最大值为310V。红色波为经滤波后模块。
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