五、 实验总结
1、将基本放大电路和负反馈放大电路动态参数的实测值和理论估算值进行比较。
各动态参数的实测值与理论值如下表所示：
基本放大电路 动态参数 测量值 理论计算值 电压增益 643.33 输入电阻(kΩ) 输出电阻((kΩ) 上限频率(KHz) 下限频率(KHz) 带宽 (KHz) 34.773 1.545 276.70 0.0527 276.65 746.04 11.145 1.862 249.00 0.0430 248.96
其中理论计算值的计算原理如下：
基本放大电路的中频交流通路如下图所示：
负反馈放大电路 测量值 理论计算值 75.00 136.567 0.221 928.00 0.0197 927.98 74.69 111.316 0.186 2487.01 0.0043 2487.00
（1）输入电阻
基本放大电路：Ri=Rb1//[rbe1+（1+β）（Rf//RF1）] 负反馈放大电路：Rif=Ri*（1+AvFv） （2）输出电阻
基本放大电路：Ro=Rc2//（Rf+RF1） 负反馈放大电路：Rof=Ro/（1+AvFv） （3）电压增益 基本放大电路：Au=Au1*Au2=【-β（Rc1//Rb2//Rb3//rbe2）】/【rbe1+（1+β）（Rf//RF1）】
*-β【（Rf+RF1）//Rc2】/rbe2
负反馈放大电路：Auf=Au/（1+AuFu） （4）上限频率
上限频率所对应的高频交流通路如下图所示：
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由多级放大电路频率响应的有关知识知，上限频率主要由晶体管的极间电容决定，需要考虑到等效电容C(π)的影响。
基本放大电路的上限频率为fH=1/2πRC（π） 由于存在C(π)1与C(π)2，所以比较R1=rbe1//【（Rb1//Rs）+（Rf//RF1）】=1.072kΩ与R2=Rc1//Rb2//Rb3//rbe2=0.964kΩ，相差不大，所以上限频率需同时考虑两者的影响。 C(π)≈1/(2πfrbe)
f在这里指共射截止频率，查阅相关资料可以得到其参考值。 而负反馈放大电路的上限频率为fHf=fH*（1+AuFu）
（5）下限频率
下限频率所对应的低频交流通路如下图所示：
由多级放大电路的频率响应的相关知识可知，电路的下限频率主要由耦合电容决定。这里主要考虑电容Ce1与Ce2的影响。
基本放大电路的下限频率为fH=1/2πRC
由于存在Ce1与Ce2，所以比较R1=Re1//{（Rf+RF1）+【rbe1+（Rs//Rb1）】/（1+β）}= 0.893kΩ与R2=Re2//{【rbe2+（Rc1//Rb2//Rb3）】/（1+β）}=0.037kΩ，发现R2明显更小，所以对下限频率的影响更大，于是取R=R2进行计算。
而负反馈放大电路的下限频率为fLf=fL/（1+AuFu）
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（6）其他说明
上述计算过程中，rbe表示晶体管交流等效电路中的be间等效电阻,计算公式为rbe=rbb’+（1+β）UT/IEQ。通过查阅相关资料可得到rbb’的值，计算得到rbe1=1.353kΩ，rbe2=2.122kΩ。
Fv=RF1/（Rf+RF1）表示反馈系数，计算得到Fv=1/83≈0.012。
因为Av的理论计算值为746.04，所以计算得到（1+AvFv）=9.988。 其他均为已知量。
比较与分析： （1）输入电阻：
基本放大电路的输入电阻的测量值与理论值相差较大，计算值明显小于测量值，误差 超过100%。
负反馈放大电路的输入电阻的测量值与理论值偏差相对较小，约为20%。 可能的原因是：a.实验测量时的随机误差。
b.电阻RF1的阻值比100Ω大，对输入电阻的计算影响较大，使其理论
计算值明显偏小。
（2）输出电阻：
输出电阻的计算值与测量值相差较小，基本放大电路的计算值大于测量值，误差约为 17%；负反馈放大电路的计算值小于测量值，误差约为15%。 可能的原因是：a.实验测量时的随机误差。
b.电阻RF1或Rc1的阻值比理论值偏大，这也与上面输入电阻中对电路
的分析相吻合。
（3）电压增益：
基本放大电路的电压增益的计算值大于测量值，误差约为13%；负反馈放大电路的计算值与测量值非常相近，误差为0.4%。
可能的原因是：a.实验测量时的随机误差。
b.实验中的三极管的β值小于理论计算值所取的100。
c.实验电路中各电阻的实际值与理论值有偏差，造成计算值偏大。 （4）上限频率：
基本放大电路的上限频率的计算值小于测量值，相差相对较小，误差为9%；负反馈放大电路的计算值明显大于测量值，误差超过100%。
可能的原因是：a.实验测量时的随机误差。
b.C(π)的实际值比理论值偏大或RC等效电路中的R的实际值比理论值
偏大。
c.负反馈放大电路的计算值明显偏大，可能是因为（1+AvFv）的计算
值大于实际值，根据式fHf=fH*（1+AuFu），使fHf明显偏大。关于（1+AvFv）会在后面进行分析。
（5）下限频率：
基本放大电路的下限频率的计算值小于测量值，误差约为18%；负反馈放大电路的计 算值明显小于测量值，误差超过100%。 可能的原因是：a.实验测量时的随机误差。
b.实验用三极管的β实际值小于100，影响下限频率的计算，使其计算
值比测量值偏小。同时这也与前面电压增益的对电路的分析相吻合。
c.负反馈放大电路的计算值明显小于测量值，可能是因为（1+AvFv）
的计算值大于实际值，根据式fHf=fH*（1+AuFu），使fHf明显偏大。关
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于（1+AvFv）会在后面进行分析。
（6）带宽：
由于上限频率远大于下限频率，所以带宽的值可以近似为上限频率的值，分析与上限 频率相同。
（7）闭环电压增益（1+AvFv）
由之前的数据分析可知，闭环电压增益的实际值可能小于计算值9.988。观察各项性能 指标两种电路之间的倍数关系也可以发现，（1+AvFv）的值在3到7之间变化，小于计算值。 造成该现象的原因可能是：
a. 开环电压增益Av的计算值大于实际测量值。
b. 反馈系数Fv的计算值大于实际值，由式Fv=RF1/(RF1+Rf)可以推断，有可能Rf的实
际值小于理论值8.2kΩ，或RF1的实际值大于理论值100Ω。 （8）其他
在实验过程中，通过万用表测量发现直流恒压源输出的电压实际值为11.365V，不完全等于12V；另外，Rc1与Rc2在电路中以电位器的形式存在，估计是为了方便调节静态工作点。实验中尝试用万用表欧姆档对Rc1与Rc2实际值进行测量，结果为Rc1≈720kΩ（比理论值大），Rc2≈16.5kΩ（比理论值小），与理论值也存在一定的差别。这些对实验的测量值都将产生一定的影响。
反观前面对电路性能数据的分析，发现该点与输出电阻中的现象以及电路分析相符（Rc1的实际值大于理论值），验证了分析的正确性。
2、根据实验结果，总结电压串联负反馈对放大电路性能的影响。
由上可见，电压串联负反馈对放大电路有以下几点影响： （1） 增大输入电阻。 （2） 减小输出电阻。
（3） 增大上限频率，减小下限频率，即展宽频带，改善放大电路的频率特性。 （4） 减小电压增益，但可以稳定放大倍数。 （5） 减小电路的非线性失真。
六、 预习要求
1、 复习教材中有关负反馈放大电路的内容。
2、按负反馈放大电路示意图估算其静态工作点（取β1与β2为100）。 答：负反馈放大电路的直流通路如下图所示：
计算：
（1）设第一级基极电流为iB1，则有
Vcc-iB1*Rb1-Ube-（1+β）*iB1*（RF1+Re1）① Ube=0.7V ② 由①②解得： iB1≈0.0143mA
所以有iC1=β*iB1 =1.43mA Vc1=Vcc-iC1*Rc1=8.568V VB1=Vcc-iB1*Rb1=2.276V Ve1=VB1-0.7V=1.576V （2）第二级：
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VB2=Vcc*Rb2/（Rb2+Rb3）=4V Ve2=V-0.7V=3.3V ie2=Ve2/Re2=3.3mA Vc2≈Vcc-ie2*Rc3=7.92V
静态工作点的计算值与实际值不同的原因可能为： a. 电路中各元件的参数与理论值有偏差。 b. 三极管的β的实际值小于100。 c. 实际电路中，基极电流可能不是很小，计算中忽略了基极电流，对计算值产生影响。
3、怎样把负反馈放大电路改接为基本放大电路？为什么要把Rf并接在输入和输出端？ 答：将反馈回路断开，并在输出端将Rf与RF1串联后并联在RL上，在T1的射极下将Rf与RC1并联，即把Rf并接在输入端和输出端。
原因是在由负反馈放大电路转为基本放大电路时，不能简单地把反馈支路断开，而是既要去掉反馈作用，又要把反馈网络的影响（负载效应）考虑到基本放大电路中去。
4、估算基本放大电路的Av，Ri和Ro，并估算负反馈放大电路的Avf、Rif和Rof，并验算它们之间的关系。
答：具体计算过程在五、实验分析中已经给出。
基本放大电路：
Av=746，Ri=11kΩ Ro=1.9kΩ 负反馈放大电路：
Avf=74，Rif=111kΩ，Rof=0.19kΩ Av/Avf=10.08，Rif/Ri=10.1，Ro/Rof=10
可见Av/Avf、Rif/Ri、Ro/Rof三个比值都大致相等，约为10，它们的理论值就是闭环电压增益（1+AvFv）。
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5、如按深度负反馈估算，则闭环电压增益Avf=？和测量值是否一致？为什么？ 答：如果按深度负反馈估算，那么
Avf=1/Fv=1+Rf/RF1=1+82=83 而测量值为75，两者不一致。
原因是实验中的电路不满足深度负反馈的条件，其反馈系数Fv不满足足够大的条件，所以电压增益的测量值会与按深度负反馈计算的值存在差异。
6、如输入信号存在失真，能否用负反馈来改善？ 答：不能。
因为只有非线性失真来自电路内部时，引入负反馈才能够抑制。当非线性失真信号来自于电路外部时，引入负反馈是起不到减小非线性失真的作用的。
7、怎样判断放大电路是否存在自激振荡？如何进行消振？ 答：产生自激振荡必须同时满足两个条件：
（1）幅度平衡条件AF=1
（2）相位平衡条件φA+φB=±2nπ
基本放大电路必须由多级放大电路构成,以实现很高的开环放大倍数,然而在多级放大电路的级间加负反馈,信号的相位移动可能使负反馈放大电路工作不稳定,产生自激振荡.负反馈放大电路产生自己振荡的根本原因是AF（环路放大倍数）附加相移。
单级和两级放大电路是稳定的,而三级或三级以上的负反馈放大电路,只要有一定的反馈深度,就可能产生自激振荡,因为在低频段和高频段可以分别找出一个满足相移为180度的频率,此时如果满足幅值条件|AF|=1,则将产生自激振荡。
因此对三级及三级以上的负反馈放大电路,若要消除自激振荡，必须采用校正措施来破坏自激振荡的条件,达到电路稳定工作目的。
可以采用频率补偿（又称相位补偿）的方法,消除自激振荡。 常用补偿方法有：
（1） 滞后补偿（电容滞后补偿、RC滞后补偿和密勒效应补偿）：
在电路中产生f的电路加上补偿电路，使RC等效电路的C值增大。加补偿电容之后的上限频率将会减小，从而破坏自激振荡的产生条件。
（2） 超前补偿：
改变负反馈放大电路在环路增益为0dB点的相位，使之超前，则也能破坏自激振荡条件。具体方法为在反馈回路加上超前补偿电容（并联连接）。
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