时，在次级绕组W2中的感应电压为uw2??W2Ui，其极性“*”端为正，是二极W1管D1截止，负载电流由滤波电容Cf提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流ip从最小值IPmin开始线性增加，其增加率为：
dipUi （1-1） ?dtL1 在t?Ton时，电流达到最大值IPmax。 IPmax?IPmin?Ui DuTs （1-2）
L1 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通?也线性增加。磁通?的增加量为：
??(?)?(2）开关状态2（Ton-Ts）
在t=Ton时，开关管S关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D释放，一方面给电容C充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量L2。次级绕组上的电压为uw2?Uo，次级电流is从最大值Ismax线性下降，其下降速度为：
disU0 （1-4） ?L2 dtUi DuTs （1-3）
W1 在UD1?U0?Ui时，电流达到最大值Ismax。 K12 Ismax?Ismin?Uo (1?Du)Ts （1-5）
L2 在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通?也线性增加。磁通?的增加量为：
??(?)?(3）基本关系
在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量??(?)必然等于开关管关断时的减少量??(?)，即??(?)???(?)，则由式（1-3）和式（1-6）可得
Uo (1?Du)Ts （1-6）
W2UoW2DuD1?.?.u （1-7）
UiW11?DuK121?Du 式中，K12?W1是变压器初、次级绕组的匝数比。 W2 开关管S关断时所承受的电压为Ui和初级绕组W1中感应电动势之和，即
Uv?Ui?
在电源电压Ui一定时，开关管S的电压和占空比Du有关，故必须限制最大占空比Dumax的值。二极管D承受的电压等于输出电压Uo与输入电压Ui折算到次级的电压之和，即
UiW1Uo? （1-8） W21?DuUD?U0?Ui（1-9）
K12
负载电流Io就是流过二极管D1的电流平均值，即
1Io?(Ismin?Ismax).(1?Du) （1-10）
2
根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立： 由以上各式可得
W1Ipmin?W2IsminW1Ipmax?W2Ismax （1-11）
Ipmax?Ismax?UiW21Io?DuW11?Du2L1.fsWUi1Io?1Du1?DuW22L1.fs （1-12）
1.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系
如果在临界电流连续时工作，则式（1-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为Ipmax?1UiWUiDu，则Ismax?1Du，负载电流Io?Ismax(1?Du)，
2L1.fsW2L1.fs故有临界连续负载电流：
IoG?Io?UiW1 Du(1?Du) （1-13）
2L1.fsW2 在Du=0.5时，IoG达到最大值
IoG? 于是（1-13）式可以写成
UiW1（1-14）
8L1.fsW2
IoG?4IoGmaxDu(1?Du) （1-15）
上式就是电感电流临界连续的边界。 1.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系
在电感电流断续时，
Uo不仅与占空比有关，而且还与负载电流Io有关,下Ui面通过能量守恒进行推导。
一个周期T内直流母线电压Ui提供的功率为
0.5*LP(IP)2P? (1-16)
T又因IP?(Vdc?1)Ton/LP,则有
[(Ui?1)Ton]2(UiTon)2? P? (1-17)
2TLP2TLP
设变换器的效率为80%，则有输入功率=1.25*输出功率,即：
1.25VO2(UiTon)2? (1-18) RO2TLP 可以求得
Uo?UiTonRo (1-19)
2.5TLP1.3 RCD吸收电路工作原理及设计
1.3.1 RCD吸收电路工作原理
反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时，由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰，功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大，CCM模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。RCD吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图1-2所示。功率管S关断时，变压器漏感能量转移到电容C上,然后电阻R将这部分能量消耗掉。
图1-2 RCD吸收电路
1.3.2 RCD电路参数设计
(1)功率管截止时，漏感能量等于电容C吸收的能量
111LlkIpmax2?C(UDS?Ui)2?CUreset2 (1-20) 222式(1-14)中，L1k为变压器漏感、Lpmax为原边电感电流峰值、Uds为最大漏源电压、Ureset为电容C初始电压、Ui为输入直流电压。故
LlkIpmax2C?22 (1-21) (UDS?Ui)?Ureset(2）电容C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否则二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。电阻R根据下式求得：
(UDS?Ui)e?TOFFRC?N1UO (1-22) N2电阻R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为
PR?111LlkIpmaxf?[C(UDS?Ui)2?CUreset2]f (1-23) 222 (3)二极管D承受的峰值电压为Ui+(N1/N2)Uo，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。
1.4变压器设计
1.4.1确定匝比
加在变换器输入端的直流电压最大为135V
我们选用额定值为500V的mosfet，此时保留50V的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过450V。由上分析知，漏极电压为Vin?VZ，于是有
Vin?VZ?180?V?450Z?18?0 VZ?450
V270
因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准150V稳压管。若以VZ为函
VOR(1-24)
数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，VZ明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有
VOR=1.4均为消耗曲线上的
VOR?VZ 0 5 (1-25) ?0.7?VZ?0.7?15?0V11.4
假设28V输出二极管正向压降为1V，则匝比为
n? 1.4.2电感设计
VOR105??3.62Vo?VD29
(1-26)
由负载功率和电压，可以得到
Io?140?5A(1-27) 28
一次输出电压为VOR，负载电流为IOR，其中
假定设计效率为80%，则可以得到输入功率
PIN?IOR?Io5??1.38A(1-28) n3.62
Po140??175W(1-29) 80%0.8
于是可以得到平均输入电流
IIN?PINVINMIN?175?1.35A (1-30) 130IIN平均输入电流与实际占空比D直接相关。因D为一次电流斜坡中心值，
且其值与ILR相等，于是有
IINIOR?(1-31)
D1?D
解得
D?(1-32) IIN1.35??0.5 IIN?IOR1.35?1.38
Io5??10A(1-33) 1?D1?0.5
IL10??2.76A(1-34) n3.62
二次电流斜坡中心值为 一次电流斜坡中心值为
ILR?IL?根据以上ILR值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流
1IPK?(1?)?Ir
LR?1.25?2.7?6A3.45(1-35)