发光二极管能承受的最大电流为50mA，TIA31最大电流为100mA，故取流过R11的
Ifmax为50mA，根据公式3-5和3-6，
RS?RS?UO?Uka?UfminIfminUO?Uka?UfmaxIfmax??28V?2.5V?1.2V（3-5） ?3.9K
6.25mA28V?2.5V?1.4V ?482? （3-6）
50mA选择Rs的取值为500欧姆。
图3-5 PC817的集电极电流与集电极发射机电压
此电路设计中还增加了提升低频增益电路，用电阻R12和电容C19串接于控制端和输出端，来压制低频（100Hz）纹波和提高输出调整率，即静态误差。
四．仿真验证
仿真电路由主电路、控制电路、反馈回路组成的整个系统进行了仿真，如图4-1所示。
主电路主要由由MOSFET开关管、整流二极管、滤波电容、隔离变压器和RCD吸收电路构成。控制电路采用UC3845峰值电流控制芯片。反馈电路采用输出电阻分压取样，经过可调精密稳压器TL431和光电耦合器PC817给到控制芯片2脚Vfb。
MOSFET功率开关管的源极所接的电阻是电流取样电阻，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3845的脚3，构成电流控制闭环，当负载短路或过流时，达到保护的效果。
由于MOS管开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到UC3845的3脚，为防止UC3845误保护，并联了一个RC滤波电路。由于MOS管开通关断时，有可
能产生电流尖峰，并传递到UC3845的3脚，为防止UC3845误保护，并联了一个RC滤波电路。
图4-1 整体电路图
当输出电压Vo有变大趋势时，经两电阻和分压后接到TL431的参考输入端(误差放大器的反向输入端)的电压升高，与TL431内部的基准参考电压2.5V作比较，使得TL431阴阳极间电压Vka降低，进而光耦二极管的电流If变大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，与其内部的基准电压进行比较后导致脚1的电平变低，又因电流采样端接地，所以经内部电流检测比较器与电流采样电压（为0V）进行比较后输出变高，PWM锁存器复位，或非门输出变低，于是关断开关管，使输出的PWM波全为低电平，即占空比为0。
图4-2 输入电压变化情况
图4-3 负载变化情况
图4-2和4-3分别是输入电压变化情况和负载变化情况。为验证电路的动态性能和带载能力，设置输入电压突变，在0-20ms保持90V，在20.1ms突变到115V，保持20ms，在40.1ms突变为135V，保持20ms,在60ms时刻开始，输入电压以2.25V/ms下降，直到80ms时刻。负载变化情况类似，验证负载从20%到半载再到满载的过程。由此得到输出电压和电流波行如图4-4。
图4-4 输出电压和电流波形
图4-4 是输出电压和电流波形。从第一幅图可以看出，输出电压在5ms进入稳态，调节时间较短，且没有振荡。20ms时刻输入电压和负载都变化，输出电压存在幅值为50mV的波动，在0.1ms内迅速稳定，电流也突变为20%；在接下来的20ms内，输入电压保持115V、负载保持20%状态，输出电压和电流保持稳定。在接下来的两个20ms，负载依次从20%变化到半载和满载，输入电压和负载同时突变，如图4-4，输出电压在突变发生时能够迅速稳定（0.1ms），并且有较小的纹波水平（50mV）。负载达到指标要求的从20%到满载变动。
图4-5 原副边电流
如图4-5，第一幅图是pwm波形，第二幅图是原边电流，第三幅是副边电流。在一个周期内，开关管导通时，原边电流线性上升，副边电流为零；开关管断开时，原边电流关断产生的反压被RCD电路吸收，副边绕组上的电压变成上正下负，副边电流线性下降。当副边电流下降为零时，开关管还没导通，所以反激变换器工作于DCM状态。
图4-6 RCD吸收电路和开关管Vds波形
如图4-6，第一幅图是RCD吸收电路电容C两端的电压波形，第二幅图是开关管Vds两端波形，第三幅图是PWM，用于对照分析。RCD吸收电路电容C上的
电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后一直处于放电状态直到功率管再次开通，电容C上的电压不应放到低于(N1/N2)Uo，否则二极管D导通，RCD箝位电路将成为该变换器的一路负载。计算 (N1/N2)Uo约为204V，副边从放电开始到电流变为零时，电容上的电压从250V变化到243V，大于204V，这样保证了RCD不会成为副边放电时的负载，满足要求。
五．总结
通过本次对直流隔离电源变换器设计实验的学习与探究，我对于逆变电路和整流电路的工作原理、UC3845芯片的工作原理有了进一步的掌握，而且熟悉了PID闭环调压系统的设计方法，了解了POWER MOSFET驱动电路的设计方法。与此同时，我的自主学习能力和团队协作能力也得到了加强。总之，这次设计实验使我收获颇丰。