图 10.16 FB#1 瞬态稳定性测试：发射极跟随器
现在，我们必须弄清楚如何生成一款解决方案，以保证电容性负载参考缓冲电路的稳定性。此时，我们进一步了解了如图10.17所示的Aol曲线和FB#1 1/β曲线。如果我们添加如图10.17所示的FB#2 1/β曲线，我们则会看到一条最终的1/β曲线，这样，根据fcl处的接近速率以往的稳定性经验，我们可以推断电路的运行也将是稳定的。
另外，我们将促使fpc低于1/β曲线中的fzx一个decade，以确保当频率低于fcl时，相位裕度优于45度。上述工作通过调整1/β FB#2的高频部分，使其比FB#1低频1/β高出+10dB。然后，设置fza，使其至少低于fpc一个decade，以确保当实际应用中进行参数变化时，能够避免BIG NOT。通过观察，我们发现，最终的1/β曲线是在FB#1 1/β曲线和FB#2 1/β曲线中选择最小数值的1/β通道而形成的。
务必请记住，在双反馈通道中，从运算放大器输出端至负极输入端的最大电压反馈将主导着整个反馈电路。最大的反馈电压意味着β值最大或者是1/β值最小。图10.18向我们展示了这种关键的推算技巧。
最后，在FB#2取得支配地位之前，预计Vout/Vin的传输函数将随着FB#1的变化而变化。此时，Vout/Vin将会衰减至–20dB/decade，直至FB#2与Aol曲线相交，然后，将随着Aol曲线下降。
图 10.17 FB#2图解分析：发射极跟随器
图 10.18：双通道反馈、叠加以及1/β：发射极跟随器
图10.18告诉我们，当整个运算放大器电路采用双通道反馈电路时，最大的β值电路将居支配地位。一个很明显的例子就是，如果有两个人对着您的同一只耳朵讲话，您会更易于听到哪个人的讲话？当然是嗓门最大的那个人！同样的道理，运算放大器也将会“听到”β值最大或1/β值最小的反馈电路。运算放大器察觉到最终的1/β曲线将是在各种FB#1 1/β或FB#2 1/β频率时，频率较低的那一条曲线。 .
如图10.19所示，里面会有一些主要的假设。我们将这些假设运用于几乎所有的具有双通道反馈的RISO电路中。首先，我们假设CL>10* CF，这也就是说，在高频率时，CL早在CF短路前短路。因此，我们将短路CL以排除FB#1，从而便于单独分析 FB#2。另外，我们假设RF>10*Riso，这意味着作为Riso的负载，该RF几乎完全失效。从图10.19和图10.20中具体的公式推导，我们可以看出，当zero, fza = 19.41Hz（由RF和CF产生）时，FB#2在原点拥有一个极点。由于在高频时，CF 和 CL 同时处于短路状态，所以FB#2高频1/β部分即为Ro+Riso 与 Riso 之间的比值。FB#2 1/β的公式推导请参阅下一张图（图10.20），有关计算结果请参阅下图。FB#2高频1/β设置为3.25dB或10.24dB、原点拥有一个极点以及当频率为19.41Hz时的零点。
图 10.19 FB#2分析：发射极跟随器
图 10.20 FB#2 1/β公式推导：发射极跟随器
FB#2 β的公式推导如图10.20左侧所示。由于1/β是β的倒数，所以FB#1 1/β的计算结果可以轻而易举的被推导出来，具体推导过程请参阅图10.20右侧。从图中我们还发现，在β推导过程中的pole, fpa变成了1/β推导过程中的zero, fza。
图 10.21 FB#2 AC电路分析：发射极跟随器
公司信息:
运放稳定性连载22：电容性负载的稳定性——具有双通道反馈的RISO(3) 星期二, 08/14/2012 - 08:24 — 创新网小编
运放稳定性为了检验
FB#2的一阶分析情况，我们可采用如图10.21所示的Tina
SPICE电路。再者，为了便于分析，我们将CL设置为10GF，因此对各种相关的频率而言，CL都等同于短路状态。但是，在开展AC分析前，仍允许 SPICE 查找到相应的 DC 工作点。Tina SPICE仿真的结果如图10.22所示。FB#2 1/β曲线正如当fza= 19.41Hz以及高频1/β =10.235dB 时，采用一阶分析推算出来的结果一样。另外，我们也绘制出OPA177 Aol曲线，以弄清楚在高频率时，FB#2将如何与其相交。
图 10.22 FB#2 1/β曲线：发射极跟随器
如果推算的FB#1和FB#2的叠加结果会产生所需的最终1/β曲线，那么我们将通过如图10.23所示的Tina SPICE电路，开展分析工作。我们还可通过Tina SPICE电路，绘制出Aol曲线、最终的1/β曲线以及环路增益曲线。
图 10.23 最终环路增益分析电路：发射极跟随器
从图10.24中，我们可以看出，分析结果验证了我们所推算的最终1/β曲线。在环路增益为零的fcl处，推算的接近速率为20dB/decade。
图 10.24 最终1/β曲线：发射极跟随器
最终电路的环路增益相位曲线（采用FB#1和FB#2）如图10.25所示。相移从未下降至58.77度以下（ 如为当频率为199.57kHz时的情况） ， 而且， 在fcl处（ 频率为199.57kHz），相位裕度为76.59 度。
图 10.25 最终环路增益分析：发射极跟随器
我们将采用图10.26中的Tina SPICE电路，对我们的稳定电路进行最后的检验——瞬态稳定性测试。