循先作定性的物理概念的介绍，再作定量的数学公式的推导的顺序。在进行数学推导时，也应先交代清楚推导的思路和步骤。求基区输运系数的步骤是：首先，令多子电流密度为零解出基区内建电场（这个方法已经用过多次）；然后，将内建电场代入基区少子电流密度方程求出注入基区的少子电流密度；第三，将基区少子电流密度公式中的积分下限由零改为基区中的任意位置x，即可解出基区少子浓度分布；第四，对基区少子浓度作积分求得基区少子电荷；最后，将基区少子电荷除以基区少子电流密度，就可得到基区输运系数。
第3.4节 双极晶体管的直流电流电压方程
本节的重点是埃伯斯-莫尔（Ebers-Moll）方程、共发射极输出特性曲线和基区宽度调变效应。注意埃伯斯-莫尔方程并不是仅仅用来已知两个结上的电压后求两个极上的电流。实际上，在IE、IC、VBE、VBC四个变量中已知任意两个变量，就可以利用埃伯斯-莫尔方程求出另外两个变量。输出特性方程就是利用埃伯斯-莫尔方程推导出来的。下一节要介绍的浮空电势以及饱和压降等也可以利用埃伯斯-莫尔方程推导出来。
本节的难点是对倒向晶体管的理解、有关基区宽度调变效应的数学推导和对厄尔利电压的理解。为了帮助学生对厄尔利电压的数学表达式的记忆，可以将厄尔利电压的物理意义归结为：厄尔利电压是基区宽度随集电结电压的相对变化率的倒数的相反数。
第3.5节 双极晶体管的反向特性
本节的重点是各种反向截止电流和各种击穿电压的测量方法、BVCBO与BVCEO之间的关系。这些内容有很重要的工程实际意义，例如在设计用于共发射极接法的功率晶体管时，应该先根据电源电压确定BVCEO，再根据BVCBO与BVCEO之间的关系确定BVCBO，最后根
据BVCBO确定集电区的掺杂浓度，而不应根据电源电压来直接确定集电区掺杂浓度。
本节的难点是如何理解为什么雪崩倍增效应对共发射极接法的影响要远大于对共基极接法的影响。在共基极接法中，发射结上有一个反偏的浮空电势，ICBO比单独一个集电结的反向饱和电流ICS还要小，所以BVCBO比单独一个集电结的击穿电压略大。但在共发射极接法中，集电极和发射极之间的电压对集电结是反偏，对发射结则是一个很小的正偏，发射区的载流子可以源源不断地穿过基区到达集电区，使ICEO远大于单独一个集电结的反向饱和电流ICS，所以BVCEO显著小于单独一个集电结的击穿电压。这就使BVCEO显著小于BVCBO。
第3.6节 基极电阻
本节的重点是利用方块电阻来计算基极电阻的方法和减小基极电阻的各项措施。
本节的难点是对等效电阻的理解。在计算第(2)和第(4)部分电阻时有两个困难：一是这个区域的电流方向会发生变化；二是这个区域的电流大小会发生变化。解决第一个问题的办法是，考虑到实际晶体管是很扁平的，垂直方向的电流比水平方向的电流短得多，所以可以忽略垂直方向的电流；解决第二个问题的办法就是采用等效电阻的概念，以功率相等为标准，将大小变化的电流遇到的分布电阻等效为大小固定的电流遇到的集中电阻。
第3.8节 电流放大系数与频率的关系
本节的重点是共发射极高频小信号短路电流放大系数随频率的变化，特征频率的定义和计算公式，以及提高特征频率的措施。
本节的难点是对超相移因子的理解。与直流情况不同，对于高频
小信号，当发射结刚向基区注入少子时，集电结并不能立刻得到（qb/?b）的电流，即式（3-223）是不够准确的。详细论证表明，虽然少子在基区内逗留的平均时间是基区渡越时间?b，可是在开始的被称为延迟时间的一段时间内，它们并不能被集电结取走。它们被集电结取走的平均时间实质上是基区渡越时间与延迟时间之差。这就是超相移因子的由来。
第3.9节 高频小信号电流电压方程与等效电路
本节的重点是高频小信号电流电压方程、混合π等效电路和共发射极T形等效电路。
本节的难点是高频小信号电流电压方程的推导过程。由于该推导过程比较复杂，所以要在推导前先讲清楚推导的思路与步骤：先找出晶体管中的各种高频小信号电荷，总共有四种；然后根据电荷控制方程建立起晶体管三个电极上的高频小信号电流与这些电荷之间的关系，即“电流电荷”方程；接着再推导出这些电荷与晶体管两个结上的高频小信号电压之间的关系，即“电荷电压”方程；最后将“电荷电压”方程代入“电流电荷”方程，即可得到晶体管的高频小信号电流电压方程。
第3.10节 功率增益和最高振荡频率
本节的重点是最大功率增益和最高振荡频率的定义及计算、提高晶体管高频优值的措施。
本节的难点是如何全面理解提高晶体管高频优值的各项措施，及其所带来的负面影响。
第五章 绝缘栅场效应晶体管
第5.1节 MOSFET基础
本节的重点是MOSFET的工作原理和MOSFET的输出特性曲线图。
本节的难点是如何正确理解沟道电阻与漏源电压VDS的关系。随着VDS的增大，由漏极流向源极的沟道电流也相应增大，使得沿着沟道由源极到漏极的电势由零逐渐增大。越向漏极靠近，沟道电势越高，栅极与沟道之间的电势差就越小。沟道中的电子浓度将随栅极与沟道之间电势差的减小而减小，因此沟道厚度将随着向漏极靠近而逐渐减薄。沟道内自由电子数的减少和沟道的减薄，将使沟道电阻增大。当VDS增大到被称为饱和漏源电压VDsat的值时，沟道厚度在漏极处减薄到零，沟道在漏极处消失，该处只剩下了耗尽层，这称为沟道被夹断。
第5.2节 MOSFET的阈电压
阈电压是MOSFET的重要参数之一，所以关于阈电压的定义及计算的问题和关于影响阈电压的各种因素的问题不但是本节也是本章的重点。
本节的难点之一是阈电压的推导过程。另一个难点是如何理解为什么当衬底表面开始发生强反型时可以忽略反型层中的电子浓度。事实上，根据强反型的定义，当衬底表面开始发生强反型时，虽然反型层中的表面电子浓度等于衬底的杂质浓度，但是由于反型层的厚度远小于耗尽区的厚度，所以反型层中的电子面密度远小于耗尽区中的电离杂质面密度。
第5.3节 MOSFET的输出特性
本节的重点是MOSFET非饱和区漏极电流的近似表达式、饱和漏源电压与饱和漏极电流的近似表达式、有效沟道长度调制效应。
本节的难点是对缓变沟道近似的理解、非饱和区精确的直流电流电压方程的推导过程、对沟道夹断的理解、和MOSFET在饱和区的
特性。缓变沟道近似是指假设垂直于沟道方向的电场梯度（?Ex/?x）远大于平行于沟道方向的电场梯度（?Ey/?y），这表示沟道厚度在沿沟道长度方向上的变化很小，故可采用一维分析。从泊松方程可知，缓变沟道近似实际上意味着认为沟道内的载流子电荷都是由栅极电压VG产生的（?Ex/?x）所感应出来的，而可忽略由漏极电压VD产生的（?Ey/?y）的作用。
第5.4节 MOSFET的亚阈区导电
本节的重点是亚阈区导电的性质、MOSFET亚阈漏极电流的特点、阈电压的测试方法。
关于MOSFET亚阈漏极电流IDsub的特点，可以作出如下简单的归纳：
当VDS不变时，IDsub与VGS呈指数关系，类似于PN结的正向伏安特性，但IDsub随VGS的增加要比PN结正向电流慢一些。
当VGS不变时，IDsub随VDS的增加而增加，但当VDS大于(kT/q)的若干倍时，IDsub变得与VDS无关，即IDsub对VDS而言会发生饱和，这类似于PN结的反向伏安特性。
本节的难点是对MOSFET亚阈漏极电流公式的推导过程。 第5.5节 MOSFET的直流参数与温度特性
本节的重点是MOSFET的通导电阻、MOSFET的温度特性、MOSFET的漏源雪崩击穿和漏源穿通。
本节的难点是正确理解为什么MOSFET的漏源雪崩击穿电压远低于单个PN结的雪崩击穿电压的理论值。这是由于受到了由金属栅极引起的附加电场的影响。MOSFET的栅电极复盖了漏区边缘的一部分，如果栅极的电势低于漏区的电势，就会在漏区与栅极之间形成一个附加电场，使栅极下面漏PN结耗尽区中的电场增大，使漏源雪
崩击穿电压有明显的降低。当衬底的电阻率大于1Ωcm时，漏源雪崩击穿电压就不再与衬底的掺杂浓度有关，而主要由栅极电压的极性、大小和栅氧化层的厚度所决定。
第5.6节 MOSFET的小信号参数、高频等效电路及频率特性 本节的重点是MOSFET的跨导的定义及计算、MOSFET的最大功率增益和最高振荡频率的定义及计算、提高最高工作频率和最高振荡频率的措施。
本节的难点是对MOSFET高频小信号电流电压方程的推导。 第5.8节 短沟道效应
本节的重点是MOSFET阈电压的短沟道效应、VGS对迁移率的影响、载流子速度饱和对饱和漏源电压与饱和漏极电流的影响、沟道热电子效应。
本节的难点是对载流子速度饱和与沟道夹断对MOSFET的饱和特性的影响的理解。分析表明，无论MOSFET的沟道长度如何，造成漏极电流饱和的原因都是载流子速度饱和而不是沟道夹断。但是当沟道长度较长时，载流子速度饱和与沟道夹断几乎同时发生，所以在分析长沟道MOSFET的饱和特性时，仍然可以采用沟道夹断的概念。
第5.9节 MOSFET的结构及发展方向 本节的重点是按比例缩小法则。
本节的难点是对按比例缩小法则的局限性的理解，以及由此提出的各种修正的按比例缩小法则。