La Cognette 饭店，凯旋而归。
问：最后，请你讲一下有关电源去耦问题。
答：所有精密模拟集成电路(IC)甚至低频电路都含有截止频率为几百兆赫的晶体 管 。因此这些器件的电源必须对地去耦，在尽量靠近IC高频处返回以防止在甚高频情况下的不 稳定性。使用的这种去耦电容必须具有低自感而且其引线应该尽可能短(最好用10～100 nF 表面安装陶瓷电容芯片，但其引脚长度如果小于2 mm一般最为有效，见图16?5。)
低频去耦也很重要，因为电源抑制(PSR)通常在直流条件下规定并且随电源脉动频率的 增加而明显变坏。在某些高增益应用中，通过公共电源阻抗的反馈
理想的高频去耦要求：
1．低电感电容器(单片陶瓷电容器)
2．靠紧集成电路安装
3．短引脚电容器
4．短而宽的导电带
使用钽电解电容进行旁路可提供好的低频去耦。
这种长引线没有好处
能够产生低频不稳定(低音频振荡)。但对每个集成电路都进行低频去耦，通常是没有必要的 。 电源去耦不只是防止不稳定。运算放大器(至少)是有四个端子的器件，因为对于两个信 号输入端和一个信号输出端来说肯定有一个返回路径。习惯上把运算放大器的两个电源(指 有正、负电源的运算放大器)的公共端看作输出信号的返回路径，但实际上，其中一个电源 将是真实的高频返回路径。所以对放大器这个电源端的去耦问题，必须既要考虑正常高频去 耦又要考虑输出地返回路径的去耦。
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18 运算放大器容性负载驱动问题
Grayson King,Analog Devices Inc. 问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?
答：通常这是无法选择的。在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。它常常 是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。但是在有些情况下
，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。例如，当运放被用作基准电压的倒相或
驱动一个动态负载时。在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。不论哪种
情况，容性负载都要对运放的性能有影响。 问：容性负载如何影响运放的性能?
答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。每个运放都有一个内部输出 电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。正如图1(b)波
特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。从相频特
性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。我
图1 容性负载电路及其波特图 们可用图1(b)或图1(c)来
判断电路的稳定性。从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会
不稳定。同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过
-180°时，运放会出现振荡。电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(
GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。当相位裕度为0时，环路相移为-180°，此运放电路不稳定。通常，当相位裕度小于45°时，会出现问题，例如频响“尖峰”，阶跃响应中的过冲或“振铃”。为了使相位裕度留有余地，容性负载产生的附加极点至少应比电路的闭环带宽高10倍，如果不是这样电路可能不稳定。 问：那么我应该如何处理容性负载?
答：首先我们应该确定运放是否能稳定地驱动自身负载。许多运放数据手册都给出“ 容性负载驱动能力”这项指标。还有一些运放提供“小信号过冲与容性负载关系曲线”，从
中你可以看到过冲与附加负载电容呈指数关系增加，当达到100%时，运放不稳定。如果有
可能，应该使运放过冲远离100%。还应注意这条曲线对应指定增益。对于VFA，容性负载驱
动能力随增益成比例增加。所以，如果在增益为1时，VFA可稳定驱动100pF容性负载，那么
在增益为10时，便能驱动1000pF容性负载。也有少数运放的产品说明中给出开环输出电阻R
O，从而可以计算出上述附加极点的频率fP= 1/2πROCL 。如果附加极点fP大于上述电路带宽10倍，则电路稳定。如果运放的产品说明没有提供容性负载驱动能力或开环输出电阻的指标，也没有给出过冲与容性负载关系曲线，那么要保证电路稳定，你必须对容性负载采取必要的补偿措施。要使标准运放驱动容负载工作稳定有许多处理方法，下面介绍几种。 (1)提高噪声增益法
使低频电路稳定的有效方法，也是设计者常常忽略的方法，就是增加电路的闭环增益(即噪
声增益)，而不改变信号增益，这样可在开环增益与反馈衰减到0dB带宽之积恒定条件下降低
噪声带宽。具体电路如图2所示。在图2(a)中，在运放的两个输入端之间接电阻RD。此时
电路的增益可由给定公式计算。因为是噪声增益而不是信号增益支配稳定性，所以
图2 提高效大器噪声增益电路
电路稳定性的提高不影响信号增益。为保证电路稳定，最简单的方法是使噪声带宽至少应比
容性负载极点频率低10倍频程。
图3 环路增益波特图
这种方法的缺点是输入端电压噪声和输入失调电压被放大产生附加的输出电压噪声和输出失
调电压增加。用一个电容CD与电阻RD串联可以消除附加的直流失调电压，但增加的
电压噪声是器件固有的，不能消除。当选用CD时，其电容值应尽可能大。为保证噪声极点至少低于“噪声带宽”10倍，CD最小应取10A NOISE /2πRDGBP。 (2)环路外补偿法
这种方法是在运放的输出端和负载电容之间串入一个电阻RX，如图4所示。虽然RX加在反馈环路的外部，但它可将负载电容产生的附加零点频率fZ作用到反馈网络的传递函数，从而可以减小高频环路相移。为了保证电路稳定，RX的取值应该使附加零点频率至少比运放电路闭环带宽低10倍。电路加入RX使电路性能不会像方法1那样增加输出噪声，但是从负载端看进去的输出阻抗要增加。由于RX和RL构成分压器，从而会使信号增益降低。如果RL已知并且适当地恒定，那么增益降低值可通提高运放电路的增益来补偿。这种方法用于驱动传输线路非常有用。RL和RX值必须等于电缆的特征阻抗(通常为50Ω和75Ω)，以免产生驻波。因此，先确定RX值，其余其它电阻值要使放大器的增益加倍，用来补偿由电阻分压作用降低的信号增益，从而解决问题。 (3)环路内补偿法
如果RL值未知，或者是动态值，那么增益级的有