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图2-10 全波整流各点波形
全波整流拓扑只需要2个整流二极管，在滤波电感储能期间，只有一个二极管导通，有着较小的导通损耗和电压降，特别适用于低压输出的大功率开关电源应用。另外，全波整流拓扑只需要一个滤波电感，较为简单。但是，全波整流拓扑需要高频变压器次级中间抽头结构，会给高频高频变压器的设计和制造带来困难，且外部接线和焊接也难以处理[4]。整流二极管承受的最大电压为高频变压器次级最大电压的两倍，故不太适用于高电压输出的大功率开关电源的应用。
（2）全桥整流拓扑
如图 2-11 所示，对于全桥整流拓扑，当高频变压器次级电压Vs为正时，二极管 D1、D4导通，D2、D3截止，二极管D1、D4、电感L、电容C 和电阻R构成回路。此时滤波电感两端电压为正，滤波电感电流线性增长，处于储能状态。当高频变压器两端电压为零时，次级绕组电压也为零，此时初级绕组电流为零，而次级由于滤波电感的存在需要通过D1、D2、D3、D4进行续流，由于两个续流回路都是对称的，二极管D1、D4通过滤波电感电流的一半，二极管D2、D3通过滤波电感电流的另外一半，以实现对滤波电感的续流。此时输出电压加在滤波电感两端，电感两端电压为负，电感电流线性下降，电感处于能量释放状态。当高频变压器次级电压Vs为负时，二极管D2、D3导通、D1、D4截止，二极管D2、D3、滤波电感L、电容C和负载R构成回路。此种状态下，除了通过电流的二极管不一样外，其他的工作状态与高频变压器次级电压V 为正时的情况相同，全桥整流各点波形如图 2-12 所示。
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图2-11 全桥整流拓扑
图2-12 全波整流各点波形
全桥整流拓扑需要4个整流二极管，在滤波电感储能期间，有两个二极管导通，有着较大的导通损耗和电压降，不适用于低电压大电流输出的大功率开关电源应用。而其整流二极管承受的最大电压为高频变压器次级的最大电压，电压应力较小，适用于高电压输出的大功率开关电源的应用。此外，全桥整流拓扑不需要中心抽头的高频变压器，便于高频变压器的设计、制造和外部接线、焊接。
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（3）倍流整流拓扑
如图 2-14 所示，对于倍流整流拓扑，当高频变压器次级电压Vs为正时，二极管 D2导通，D1截止，电感L1、电容C、电阻R和二极管D2构成回路。而电感L2、二极管D2、电容C和电阻R构成电感L2的续流回路。此时电感L1两端电压为正，电感L1电流线性增长，处于储能状态；电感L2两端电压为负，电感L2电流线性减少，处于能量释放的状态。当高频变压器两端电压为零时，次级绕组电压为零，为此初级绕组电流为零，为此电感L1通过二极管D1、电容C和电阻R回路续流，电感L1两端电压为负，滤波电感L1电流性减少，处于能量释放的状态，电感L2电流性减少，处于能量释放的状态。当高频变压器次级电压Vs为负时，二极管D1导通，D2截止，电感L2、电容C、电阻R和二极管D1构成回路。而电感L1、二极管D1、电容D1、电容C和电阻R构成电感L1的续流回路。此时电感L2两端电压为正，电感L2电流性增长，处于储能状态；电感L1两端电压为负，电感L1电流线性减少，处于能量释放的状态[5]。
倍流整流拓扑只需要2个整流二极管，在滤波电感储能期间，只有一个二极管导通，有着较小的导通损耗和电压降，特别适用于低压输出的大功率电源开关应用。而且倍流整流拓扑不需要中心抽头的高频变压器，便于高频变压器的设计、制造和外部接线、焊接。倍流整流拓扑需要2个滤波电感器，相对复杂。在相同输出电压的条件下，整流二极管承受的最大电压与全波整流拓扑一样，故不太适用于高电压输出的大功率开关电源的应用。倍流整流拓扑存在无效的电感回路，需要满足一定条件才能抑制该无效回路产生的影响。
图2-14 倍流整流拓扑
由上述对全波整流、全桥整流和倍流整流三种拓扑的原理及其优缺点的分析，可以得到以下结论：全桥整流拓扑适用于高压输出的大功率开关电源应用；
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全波整流、倍流整流拓扑适用于低压输出的大功率开关电源应用。
图2-15 倍流整流各点波形
文献[6]经详细分析指出，当输出负载电流较小时，由于电流波动产生的损耗较为明显, 所以只有一个滤波电感且电流波动较小的全波整流拓扑更为合适；当输出负载电流较大时，倍流整流通过两个电感的纹波电流的相互抵消来减小输出纹波电流，从而降低对输出滤波器的要求，所以此时倍流整流拓扑更为合适。
2.3 全桥式逆变拓扑控制方式
对于全桥式逆变拓扑来说，常用的控制方式有双极性控制和移相控制[7]。下面分析上述两种控制方式。
（1）双极性PWM控制
双极性PWM控制的开关时序如图2-16 所示。四个开关管均采用 PWM控制方式，开关管V1、V4 一组、V2、V3 一组，同一组内的开关管同时开通同时关断，两组开关管分别轮流导通，每组开关管导通不超过半个开关周期。当开关管V1、V4 导通时，直流母线电压Vin加在高频变压器的初级绕组上，此时开关管V2、
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图2-16 双极性PWM控制
V3 都承受着电压Vin；当开关管V2、V3 导通时，直流母线电压Vin反向加在高频变压器的初级绕组上，此时，V1、V4 都承受着电压Vin；当开关管都处于关断状态时，加在高频变压器初级绕组上的电压为0，此时四个开关管承受的电压均为Vin/2。加在高频变压器初级绕组上的电压波形为方波，通过调整每组开关管的导通时间，即调整开关管的占空比，就能够调节电压方波的脉冲宽度，进而调节加在高频变压器初级绕组电压有效值的大小。双极性 PWM控制方式，由于同一桥臂的开关管不存在一个开关管关断后另一个开关管马上导通的情况，因此不存在同一桥臂开关管直通的危险。
（2）移相 PWM 控制
移相 PWM 控制的开关时序如图 2-17 所示。开关管V1、V3交替导通，各自导通180°的电角度；开关管V2、V4也交替导通，各自导通180°的电角度。开关管V1、V4并非同时导通，而是开关管V1 导通在先，V4导通在后，两者导通间隔相差一个电角度；开关管 V2、V3之间的关系与开关管V1、V4的关系是一致的。由于开关管V1先于V4导通，V3先于V2导通，故把开关管V1、V3所在的桥臂称为超前臂，把开关管V2、V4所在的桥臂称为滞后臂。移相PWM控制得到的结果也是加在高频变压器初级绕组的电压为方波，觉得方波脉冲宽度的参数为超前臂上的开关管与滞后臂上开关管相差的电角度α，电角度α越小，方波的脉宽就越大；电角度α越大，方波的脉宽就越小。移相PWM控制是通过控制超前臂与滞后臂上开关管的电角度差α来调整加在高频变压器初级绕组方波电压的脉冲宽度进而调节加在高频变压器初级绕组电压有效值的大小。移相PWM控制
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