“偷吃”掉一个，进而形成最大 50%的占空比。另一方面，这一对定时电阻和电容不光决定了芯片输出的开关频率，同时也决定着芯片输出波形的最大占空比。这个机制是这样的：不管反馈电压和反馈电流的值是多少，芯片输出的开关波形仅在定时电路的充电期内输出高电平。芯片数据手册的时序图就体现了这个情况。在图的左侧定时电路的电阻较大而电容较小，则充电的过程较长而放电的过程较短，那么输出波形的占空比就可以很大；右侧定时电路的电阻较小而电容较大，那么放电过程就会占整个振荡周期的相当时间，那么输出波形的占空比就会被限制在一个有限的范围内。
一般来说随着开关电源工作频率的提高，开关电源的体积就可以做的更小，但是更高的工作频率也带来更高的损耗和对电路更高的要求。在正常的设计中不应该追求过高的工作频率，在这次设计的电源里。因为具体的振荡频率要结合开关变压器的设计进行，所以在原理设计阶段，大体上工作频率有一个预期就可以了，随着工作的深入这个值会被确定下来。在这个部分要注意因为定时电阻、电容决定芯片的工作频率，而这个频率是整个电源工作的灵魂，所以这两个元件应选择精度较、稳定性都比较好的型号。电阻要±0.5%～±1%的金属膜电阻，电容应选择±5%的聚丙烯（ CBB）电容或聚硫化苯（ PPS）电容。 6、开关管驱动部分
开关管的选择需要有一定耐压要求的功率 MOS 管。在芯片内部有一组推挽式的驱动电路对外部的开关管进行驱动，驱动速度一般讲是足够的（ 50ns@1nF）。首先是栅极电阻，这个电阻的存在可以抑制由于 MOS 管的结间电容、引线电感等引起的高频振荡，这种振荡可能具有上百兆赫的频率从而很难被察觉但却带来严重的损耗和噪声辐射。通常这个电阻为 20 欧左右。 此外，通常 MOS 管的栅极具有一个极限的电压，这个电压一般是 25V，
即便是高耐压的管子这个电压也就 30V，在芯片内部驱动电路的上臂是连接到芯片的 VCC 引脚的，而在电路的结构上这个引脚是有可能出现 36V的电压的（尽管可能性极小，只出现在馈电绕组的电压异常升高时，例如反馈系统故障），这样就会带来 MOS 管门极被击穿的后果，通常这里需要加一个保护用的稳压二极管，加一个电压为 25V 的高速 TVS 管，这种 TVS 管具有比较小的结间电容，从而对 MOS 管驱动的影响更小一点。 7、电流采样部分
这款芯片之所以被称为电流控制型的，就是因为它所输出的 PWM 波形的占空比不光受到反馈电压的控制，还受到通过变压器原边的电流的控制。这里注意和电压控制型芯片的区别，在电压控制芯片中也许有过流保护的引脚，但输出的 PWM 波形的占空比并不受到原边电流的控制。
在电流采样部分，通过一个采样电阻，将通过原边的电流值转换为电压值，然后跟电压反馈的误差放大器的输出进行比较，当这个电流值达到误差放大器的输出所限定的电压时，输出驱动 MOS 管关断。由于电压反馈的误差放大器的输出送到和电流采样值进行比较的比较器时，这个电压会受到一个 1.0V 的稳压管的箝位，也就是说，电流采样值最大值应该是 1.0V，即变压器原边电流峰值和采样电阻的阻值应该有以下关系： IPK *RS =1.0V
原边峰值电流*负载电阻=电压
在芯片的数据手册中，还提到这个采样值在送到芯片之前，需要经过一个 RC 滤波。
8、保护 MOS 管的缓冲电路（尖峰消除电路）
由于MOS 管的耐压，这个缓冲电路是必须的——实际上这个缓冲电路的
存在为电源的整体可靠性又争得了一些裕量。
这个电路的基本原理是：当开关管断开的瞬间，会在原边绕组上激起一个反电动势，这个电动势的值前面讲过大概是输入电压的 2 倍。此时如果电路中存在上面的缓冲电路，这个反电动势会通过二极管加在电容上对电容充电，而后电容上的电能再慢慢地通过电阻释放掉。因为关系到原边变压器的电感量，这些元件待变压器设计完成后再确定。 9、输出侧(整流管 滤波电容计算？)
输出按要求一共有 2 组，一组是 5V1A，一组是 12V6A，基本的输出回路都是一样的，即变压器次级绕组反向端经肖特基二极管整流后输出，整流端直接接个滤波的电容。这部分电路非常简单易于理解。但是要注意到，因为次级输出电流比较大，匝数比较少，这两组输出很难保持同时调整到合适的数值，所以一般只取其中一组输出的电压作为稳定值，另一组输出用其他方式再调整到合适的值。
10、电压反馈电路的设计
电压反馈电路是这个电源设计的一个关键环节，在 UC3844 的数据手册中给出的典型应用是通过馈电绕组芯片提供电压的反馈的，但是还是希望能够直接从输出端给芯片提供反馈电压，这样电压的输出就能比较直接地跟踪输出电压了。
采用 TL431 和 PC817 这种很典型的设计，具体的电路是这样的：由 R3 和 R7 组成电阻分压网络，使 TL431 的 1 脚电压与电源输出的电压相关。当由于负载消耗电能造成输出电压下降，使 TL431 的 1 脚上的电压低于 2.5V 时， TL431 开始起作用并在 3 脚吸入电流，这样光耦 PC817 的发光管就会亮起来，使得 PC817 的光敏管一端开始导通流过电流，并在 R9 上形成反馈电压送到误差放大器的输入端。而误差放大器的输出又管着芯片开关输出的关断（ RS 触发器的 R 端），这样直到：
输出电压达到 12V或开关管电流达到限制或芯片本身限定的占空比的极限。在此之前输出的开关波形都不会关断， MOS 管都会处于开通状态。至此完成电压反馈的过程，并实现当输出电压降低时加大开关波形占空比的目的。 下面是元器件参数的选择：
R3 和 R7，一般都是 R7 用精密可调电位器。 R3 选 10K，这个很简单，不要太大也不要太小，而 R7 的值应该满足这个条件：
VOUT= Vref *(1+R3/R7)
用 Vout=12V， Vref=2.5V（ TL431 的参考电压）， R3=10K 代入计算R7=2.63K；为了便于调节，选择 5K 的精密可调电位器。 下面是 R2 的值：
TL431 正常工作时， 3 脚的电压总是 2.5V， PC817 的发光管的导通电压为 1.2V，为了让PC817 良好工作，应该在正常输出时让 PC817 的发光端有 3mA 的电流，这样就可以开始计算：
R2 = VOUT- Vref- Vref/ If=12-2.5-1.2=2.77K
选择2.7K的电阻值。
TL431 有两种，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低（例如 3V）时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻（PC817的1、3端）为 TL431 提供基本的偏置电流。电阻的选择按 1mA 的电流去算。 在 PC817 的输出端，由芯片的参考电压输出提供电源。这里注意要采用射极电压输出的形式，以便保持反馈电压的相位的正确。
关键的是由误差放大器输出到反相输入端的反馈，在这里加一个电阻适当降低电路的增益，再用一个电容对信号进行相位补偿。这个部分对单端反激电源很重要，因为反激的结构使得电路很容易发生振荡，必须对反馈环路进行相位补偿以避免发生振荡。可行的方法是用网络分析仪进行开环、闭环的实际测量，例如安捷伦就出这种仪器。除了这种补偿形式，还有其他的两种补偿方式，可以在各种开关电源的书籍上找到，但是我这里用这种补偿就挺好的了。
因为 TL431 有两种，一种必须有 1mA 的偏置电流，而另一种则只需要 1uA。如果是用 1mA 的类型，在输出电压比较低（例如 3V）时，可能通过 PC817 的电流无法满足 1mA 的偏置电流的要求，此时需要一个额外的电阻R?为 TL431 提供基本的偏置电流，按 1mA 的电流去算就可以了。 11、软启动
最后，要给电源加上一个绝对必要的保护手段：软启动。将下图连接到芯