称肖特基管的平均混频电导， (7—56)代入式(7—54)，
略去高次项，得到混频电流为
是对应于本振第n次谐波的混频电导。将式(7—55)、
(7-59)
在上式中,令n=1,2,3,…可以得到无穷多个不同频率的电流,图7-15表示其中一部分频谱的相对位置.在这些频谱
中,首先引起我们注意的是基波混频(n=1)后的中频,即
或
这是一次混频电导
和信号电压相乘的结果，即
(7-60)
为了提高由信号频率到中频的变换效率，有时在电路设计中，设法将和频( )和镜频(
)加以利用
，将它们反射回肖特基管处再一次和本振差拍，就会得到新的中频,即
只要相位恰当，它们就会使原来的中频增加输出，从而降低变频损耗，就比较而言，镜频比和频具有更重要的意
义，因为镜频距信号频率最近，很容易落在信号通频带内.
如上所述，在新产生的频率中，只考虑中频和镜频；因此加在肖特基管上的电压除直流偏压 外，还有 本振电压 信号电压 中频电压 镜频电压 及
取负号，是因为它们是电流i流过中频电阻和镜频电阻产生的电压，反向
这里的
加到二极管上，如图
7—16所示。又因它们是信号电压和本振电压差拍产生的，根据三角函数相乘的变换关系式，它们应和信号电压取同样
的函数形式。在这些电压中，信号、中频和直流偏压决定二极管的工作点.现将它们代入伏安特性的关系式，可以展开
为台劳级数。略去直流项和展开式中的高次项，可得到部分电流表示式为
(7-61)
在上式中，我们只对信号频率、中频和镜频电流感兴趣，为简洁起见，以下用振幅符号表示，如
是,它们分别为
,于
式中
(7-62)
前面取负号，因为它们实际上是流向负载的电流，与假定的流向网络的电流
方向相反，式(7—62)表示
一个三端口网络的线性方程组，这三个端口分别为信号端、中频端和镜频端。按照这个方程组，可画出混频器的等效
电路，如图7—17所示。我们注意到这个等效电路的串联臂的电导是两个端口之间的转移电
导(g1或g2)，并联臂的电
导则保证任意两端口短路时(电压为零)，第三端口的输入电导为
方程组(7-62)及等效电路表明，虽然混频管是一个非线性电导元件，但在 可以把它看成是一个线
性时变电导，即,一方面，它的电导受本振控制，随时间而变化，另一方面，当 时变电导各次谐波的幅度(
,
,
给定时，条件下，
.
,…)是常数，对于幅度很小的信号电压及它所产生的
中频电压和镜频电压来说，它是线性的。因
此可用线性网络来表示它。 下面进一步讨论网络参数
,
,
和二极管伏安特性的关系。为此，从(7—50)式中令
则肖特
基势垒二极管的伏安特性可表示为[size=+0]
二极管电导为
将
代入上式,得到时变电导为 (7-63)
按照(7-57)和(7-58)式
(7-64)
利用修正贝塞尔函数表示式
(7-65)
这里, 分别为以 为变量的零阶和n阶修正贝塞尔函数.若已知
可从数学手册中查到其数
值,于是可得
将上式代入(7-56)式,得到时变电导表示式为
为方便起见,常用规一化电导表示,即
(7-66)
(7-67)
1.混频器的特性参数
表征混频器的性能指标,主要是变频损耗,噪声系数,此外尚有信号与本振端的隔离比,输入端驻波比,频带宽度及
动态范围等.下面就变频损耗和噪声系数进行分析. a.变频损耗
混频器变频损耗定义为输入到混频网络的信号功率与输出的中频功率之比,即
(7-68)
混频器的变频损耗包含由寄生频率产生的净变频损耗、二极管寄生参数引起的损耗及输入输出端的失配损耗等。下面
依次进行分析。
由寄生频率产生的变频损耗的计算，应从混频器的等效电路出发，计算信号端口和中频端口的传输特性，但它和
镜像端口负载情况有关。这里分三种情况，即镜像短路( 像匹配(
)进
)、镜像开路(
)及镜
行分析。
在镜像短路情况下，即镜像频率不被利用，这是基波混频的情况。这时，图7—17简化为图7—18的二端口网络。
由图7—18，求信号源输给混频网络功率为
(7-69)
式中，I是信号电流的幅值， 是信号源电导。
的功率.为此，把从输出端向左看去的电路等
应用代文宁定理求混频器输出到中频负载 效为恒流源 电导
(7-18(b)).
和由
是输出端短路电流动幅值,可表示为
(7-70)
是恒流源
开路时由中频端向左看的等效电导.
(7-71)
因此,混频器输给中频的功率(当
时)为
(7-72)
于是，变频损耗
可表示为
将上式分子分母均除以
，并令
，得到下式
上式是x的函数,改变x,即调节信号源电导
,可以使变频损耗最小.为此,令
求得
时变频损耗最小。这时，
的表示式为