） 图（3-4
文字分析如下：
S1导通时，二极管VD1处于通态如图（3-4）（a）示；S2导通时，二极管VD2处于通态如图（3-4）（c）示，当两个开关都关断时，变压器绕组W1中的电流为零，根据变压器的磁势平衡方程，绕组W2和W3中的电流大小相等，方向相反，所以VD1和VD2都处于通态，各分担一半的电流如图（3-4）（b）（d）示。S1或S2导通是电感L的电流逐渐上升，两个开关都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时承受的峰值电压均为Ui。由于电容的隔直作用，半桥型电路对由于两个开关管导通时间不对称而造成的变压器一次电压的直流分量具有自动平衡作用，因此该电路不容易发生变压器偏磁和直流磁饱和的问题，无须另加隔直电容。值得注意的是，在半桥电路中，占空比定义如公式（3-6）
2ton D= 公式（3-6）
Ts图（3-5）
S1、S2开通关断时间及其电压电流波形何对应的VD1、VD2波形如图（3-5），其中（a）（b）分别为S1和S2波形，（c）（d）分别为Us1和Us2波形，（e）（f）分别为Is1和Is2的波形，（g）（h）分别为Id1和Id2波形。t0到t1时段：S1导通S2截止，t1到t2时间S1和S2截止，t2到t3时段S1截止，S2导通。 3.3.2 主要功率器件的选型 3.3.2.1 几种功率器件的比较
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几种功率器件的优缺点如表(3-1) 表（3-1） 器件 优点 缺点 耐压高，电流大，开关特开关速度低，为电流驱性好，通流能力强，饱和动，所需驱动功率大，驱GTR 压降低 动电路复杂，存在二次击穿问题 电压、电流容量大，适用电流关断增益很小，关断于大功率场合，具有电导时门极负脉冲电流大，开GTO 调制效应，其通流能力很关速度低，驱动功率大，强 驱动电路复杂，开关频率低 开关速度快，输入阻抗电流容量小，耐压低，一高，热稳定性好，所需驱般只适用于功率不超过MOSFET 动功率小且驱动电路简10kW的电力电子装置 单，工作频率高，不存在二次击穿问题 开关速度高，开关损耗开关速度低于电力小，具有耐脉冲电流冲击MOSFET,电压，电流容量IGBT 的能力，通态压降较低，不及GTO 输入阻抗高，为电压驱动，驱动功率小 3.3.2.2 功率器件的选择
在高频的开关电源设计中用的功率器件种类有IGBT和MOSFET，但是考虑到工作在高频的IGBT成本较高，在本次设计选用MOSFET器件。 3.3.2.3 MOSFET参数的确定
（1） MOSFET额定电流Ice的选择 MOSFET额定电流Ice的选择，要根据实际电路中最大额定电流Ie、负载类型、允许过载的程度等因数。在一般性电阻性负载的电压变换装置中，若实际电路中电流最大有效值为Ie，则要选MOSFET的Ice≈1.5Ie。本电路中Ice的选择为8A。 （2）电压Vcer的选择
考虑电网电压瞬间尖峰，电压波动，开关电源引起电压尖峰等，一般如果稳态时候，加在MOSFET之间的电压最高为Vm，则可选择的耐压值Vcer≈2.5Vm。本电路中选择Vcer=500V。所以选择IR公司的IFRP840 3.3.2.4 IRFP840主要参数 IRFP840主要参数如表（3-2）：
表（3-2） TYPE IRF840 3.3.3 MOSFET的开关特性
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Vdss 500V Rds ＜0.85Ω Id 8A Qg 75nC MOSFET在感性负载下的开通过程。
㈠ 阶段主要是Cos的充电过程，使VGS电压达到门槛电压；
㈡ 阶段主要是CGS的充电过程，当VGS电压超过门槛电压后，漏极电流开 迅上升；
㈢ 阶段主要是CGD的充电过程，CGD又称为密勒电容，由于VGD的电压很高，本阶段需要很大的驱动电流，才能降VGD电压拉下来；
㈣ 阶段主要是CGS的充电过程，使VGS上升到最后的驱动电压，上升的VGS使漏源电阻Rds(on)减小，MOSFET进入导通状态。
关断过程与开通过程的顺序相反，过程类似。
3.4高频变压器设计
（1)设定开关频率。
开关频率对电源的体积、重量等影响很大。开关频率越高,变压器磁芯就会选得更小,输出滤波电感和电容体积也会减小,但开关损耗增加,效率下降,散热器体积加大。综合考虑两方面,设定其工作频率为f s=45kHz。
（2)选磁芯
磁芯规格的选取通常先估算变压器的效率，然后又输出功率和估算效率计算出变压器的输入功率，再根据生产厂家给出的磁芯规格和传送功功率的关系数据来选择。
磁芯选用R2KB软磁铁氧体材料,其饱和磁感应强度Bs=4700 Gs,考虑到高温
Bs时Bs会下降,同时为防止合闸瞬间变压器饱和,设定最大工作磁密Bm= =
31500 G s。对半桥变换器,当脉冲波形近似为方波时,可按式（3-7）来确定磁芯的大小。 Ap =Ae×Aw=
P0?100000 公式（3-7）
2?fsBmJKcKu式中:Ap为磁芯的面积乘积,cm4;Ae为磁芯的截面积,cm2;Aw为磁芯的窗口面积,cm 2;Po为输出功率,W; η为变压器效率,一般可取80%;fs为变换器工作频率,Hz;Bm为磁芯最大工作磁密,Gs;J为导线的电流密度,一般取2～3A /mm2;Kc为磁芯的填充系数,对铁氧体,取Kc=1;Ku为窗口的铜填充系数,一般Ku=0.2～0.4。则由公式（3-7）得：
15?1000000Ap ==0.154（cm4）
2?80%?1500?3?1?0.3 。
假设本设计选用EI40型铁氧体磁芯,由手册知其参数如表（3-3）： 表（3-3） 磁芯截面积 窗口面积 3型号 L(cm) V（cm） eeAe（cm2） Aw (cm2) EI40 1.48 7.7 11.3 310.8 EI40的磁芯的面积乘积有公式（3-8）：
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APEI= Ae×Aw=1.48×310.8=459.984 （cm4） 公式（3-8）
APEI＞Ap
证明选EI40能满足设计要求。
（3)计算原边匝数
按最低输入电压和满载输出的极端情况来计算。已知最小输入交流电压为180V,减去20V的直流纹波电压和整流器的压降,最小直流电压可由公式（3-9）求的：
V 1min=180×1.4-20=232 V 公式（3-9） 半桥式电路变压器原边绕组所加电压等于输入电压的一半可由公式（3-10）求得：,
V1minU ==116 (V) 公式（3-10） 1min
2则原边绕组匝数可由公式（3-11）求得： N 1=
U1min（3-11） 公式
4fsBmAe式中:U 1为变压器原边电压。由公式（3-12）计算得：
116 N 1==30(匝) 公式（3-12）
4?45000?0.15?1.48?0.0001实际取值为35匝。
（4)核算最大输入交流电压时的最大磁密B 。
利用计算出来的变压器初级匝数,核算变压器在最大输入交流电压V inmax时的B m,看磁芯是否饱和。最大输入交流电压V inmax可由公式（3-13）求得：
V inmax=260×114=364 (V) 公式（3-13）
半桥式电路变压器原边绕组所加电压可由公式（3-14）求得：
Vinmax U 1max==182 (V) 公式（3-14）
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则B m由公式(3-11)变形可得公式（3-15）
U1B m = 公式（3-15）
4fsN1Ae182==0.22(T) 4?45000?35?1.28?0.0001计算可知,在输入交流电压最大时
Bm0.47B m=0.22<==0.235(T) 公式（3-16）
22公式（3-16）可知，原边绕组匝数N 1=35匝的选择是合适的。
（5)计算副边匝数。
副边电路采用带有中间抽头的全波整流滤波电路,设输出方波脉冲占空比η=0.8,输出回路二极管压降为V d、扼流圈压降为V c,取V d+V c=1.5V,则变压器副边电压U 2可由公式（3-17）求得： U 2=
V0?Vd?Vc15?1.5==20
0.8?(V) 公式（3-17）
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故副边匝数可由公式（3-18）求得：
U220.625?N1 =?35=7 (匝) 公式（3-18） N 21=N22=
U1min116实际选8匝。
（6)计算原边最大工作电流。
在最低交流输入电压为180V时,变压器原边通过的电流一定是最大可能的工作电流,由经验公式原边最大工作电流可由公式（3-19）求得：
3P03?15Ip= ==0.194 (A) 公式（3-19）
V1min232
7）选择导线
副边绕组导线截面积可由公式（3-20）求得： I01Ac2===0.333mm2 公式（3-20）
J3考虑到高频下铜线的趋肤效应，铜线的趋肤深度可由公式（3-21）求得： Δ=
6.61f=
6.6145000=0.312（mm） 公式（3-21）
所以允许采取的最大线径可由公式（3-22）求得：
dmax=2Δ=2×0.312=0.624mm 公式（3-22） 取0.4mm的公制漆包线，需要的股数可由公式（3-23）求得：
0.333Ac2N2===2.65（股） 公式（3-23）
d23.14?0.04?()2取3股并绕
同理，对变压器原边，其绕组导线截面积可由公式（3-24）求得： Ac1=
15P0==0.054（mm2 ） 公式（3-24）
?UJ0.8?116?3取0.4mm的公制漆包线变压器原边的股数可由公式（3-25）求得：
0.054Ac1N1===0.43（股） 公式（3-25）
d23.14?0.04?()2取1股。
在绕制变压器时，原边与副边的绝缘及变压器的漏感问题要非常注重。 本次毕业设计变压器原边的波形如图（3-6）。
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