第2章 同步整流原理及自驱动同步整流方案选择
图2.3 典型的同步整流电路
同步整流电路的基本工作过程是：当副边电压Vsec由负变正时，相应的，MOS管Q2导通，Q1关断；当Vsec由正变负时，相应的，MOS管Q1导通，Q2关断。两只MOS管随副边电压轮流导通和关断，实现了整流功能。
2.1.5 同步整流对驱动信号的要求及其驱动电路的选择
（1)同步整流对驱动信号的要求 1.驱动电压幅值的选择:
从IRL2203S的输出特性曲线(Output Characteristics)可知，在驱动电压大于lOV以后，MOSFET的导通电阻值就基本保持不变了；另外考虑到MOS管栅源极间有一层很薄的极易被击穿的氧化层，要求驱动电压不能超过20V；而且由于MOS管的驱动损耗为QgVgfs，与驱动电压Vg成正比，为保证驱动损耗不致过大，要求驱动电压不宜过高。 2.同步整流管的驱动时序:
如图2.3的半波整流同步整流电路中，理论上，驱动同步整流管的电压信号在时序上应与电压波形Vsec保持对应关系。但由于MOS管实际的开通和关断并不是理想的，实际应用中，两只同步整流管的驱动信号之间应保
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证足够的死区时间。因为在两SR管换流期间，如果一只整流管已处于导通态，而另外一只还没有关断，就会造成短路，导致较大的短路电流，可能会烧毁MOS管。
但死区时间也不能设置得过长。在死区时间内，同步整流管的体二极管流过负载电流，完成MOS作为整流管的功能，电路虽然仍能照常工作，但会造成过多的损耗。因此，从减小损耗角度考虑，死区时间应设置得足够小。
(2)同步整流驱动电路的选择
驱动同步整流管的方法大致可分为两类：
1.外加控制驱动电路(External Control )：通过附加的逻辑控制和驱动电路，产生出随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动SR管。驱动信号电压幅值恒定，不随副边电压幅值变化，驱动波形好。
这种方案能提供高质量的驱动波形。但需要一套复杂的控制驱动电路，增加了成本，也延长了研发时间。从这个角度出发，这种驱动方案并不是很理想。
2.自驱动同步整流(Self-driven Synchronous Rectification)：即从电路中的某一点，直接获取电压驱动信号，驱动SR管。比较常用的是从主变压器的绕组上直接获取驱动电压。
如图2.4给出一种典型的自驱动同步整流电路(变压器副边为半波整流电路)，其工作过程如下：
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第2章 同步整流原理及自驱动同步整流方案选择
图2.4 一种典型的自驱动同步整流电路
当副边电压Vsec由负变正时，MOS管Q2导通，Q1关断；当Vs由正变负时，MOS管Q1导通，Q2关断。两只MOS管随副边电压轮流导通和关断，实现整流功能。随着输出电压的进一步降低(低于3.3V)，直接从主变压器副边绕组上获取的电压，其电压幅值不足以驱动MOS管，可在主变压器上加绕辅助绕组(注意与副边绕组的耦合)来获得幅值满足要求的驱动电压。
这种驱动方案，虽然驱动波形质量不如外加控制驱动电路理想，但能使变换器获得更高的效率，而且简单、经济、可靠。
2.1.6 同步整流管对提高效率的贡献
为分析导通损耗，可将MOSFET的电路模型表示为一个线性电阻Rds(在MOSFET的饱和区)，如图2.5 (a)。整流用的结型二极管，如schottky，可近似线性表示为由一个电阻Rt与一个电压源Vfto (Vfto是二极管的门槛电压，不同电流下Vfto变化很小)串联组成，如图2.5（b）
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(a) MOSFET的导通损耗电路模型 (b)二极管的导通损耗电路模型 图2.5 器件的等效电路模型
假设不计结型二极管的反向恢复损耗；不计MOSFET体二极管损耗。在负载电流为I时，整流二极管的导通损耗可表示为：
P=
12IRt?VftoI （2-2） n其中，n为并联二极管的数目。
用同步整流管代替结型整流二极管后，可减少的整流损耗Psave为： Psave=
12121?D2IRt?I0R（）+VftoI-[nQgVgfs+nCsVds+VmI（tmton+toff）f] nn2 （2-3）
其中，n为并联同步整流管的数目，Qg为MOSFET的驱动电荷，Vg为驱动电压幅值。Cs为MOSFET的输出结电容，to、toff分别为SR管的开通时间和关断时间，Vm为SR管承受的最大电压，Im为流过SR管的最大电流。
下面针对负载电流是15A的情况，对具体器件作损耗计算。
IR公司的肖特基二极管42CTQ30(40A/30V)的门槛电压Vfto为0.38V, R为0.0068，将两只42CTQ30并联用于15A输出的变换器。
IR公司较新推出的FETKY，将第五代HEXFET型功率MOSFET和低正向导通压降的肖特基二极管组合在一起，特别适合作同步整流管用，它有以下优点:
1.导通电阻Rds小；
2.体二极管作成schottky，可有效降低导通损耗和反向恢复损耗； 3.MOSFET和schottky集成在同一封装中，节省了空间和成本。 FEETKY IRL2203S的导通电阻Rds为0.007，将两只IRL2203S并联使用可有效减小SR管的等效导通电阻。以下计算中，假定SR管承受电压应力Vds为8V，开关频率fs为1OOKHz，驱动电压Vg为12V，驱动电流为2A。
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由(2-3)式可知，用两只IRL2203S并联构成一个整流管，与用两只42CTQ30并联相比较，整流部分可减少的损耗为： Psave=6.465-1.142=4.85（W）
在开关频率合适的情况下，采用SR管可以大大减小整流部分损耗。
2.2 自驱动同步整流方案的选择
由2.1的分析已知，对于低压/大电流输出的隔离式DC/DC变换器，大部分损耗发生在副边整流电路中。减少整流侧损耗的有效措施是用SR管代替整流二极管。采用外加控制驱动方法让SR管按照正确的开关时序工作，虽说是比较直接、常规的方法，所得的驱动波形质量也较好，但其控制复杂，增加了元件数和整机成本。考虑到低压/大电流输出DC/DC变换器这类低功率电源的特殊性，其对效率、功率密度的要求非常高，因此在能够不采用外部控制驱动的情况下，尽可能的利用具有简单、可靠、高效等特点的自驱动同步整流(Self-driven Synchronous Rectification，以下简称 \，来完成整流级的工作。
前面已经提及同步整流管对其驱动信号的基本要求，而SDSR较多的采用从主功率变压器的绕组上获得驱动电压的方法，因此并非所有的变换器拓扑都适合与SDSR结合使用。这一部分通过几种拓扑与自驱动同步整流结合使用的应用举例，说明SDSR的特点。在此基础之上，给出一种新的单绕组自驱动同步整流方案，从而拓宽了SDSR的拓扑应用范围。
2.2.1 自驱动同步整流对变压器副边电压波形的要求
如图2.6(a)所示，副边整流级为应用同步整流的中心抽头全波整流结构，驱动SR管的理想的副边电压波形应该满足：
1.电压无为零时段，实现MOSFET(沟道导通时间/体二极管导通时间)的最大化，使整流部分的耗损最小；
2.电压波形的上升沿和下降沿要快，电压幅值合适，满足MOSFET快速开关的要求。
这一要求限制了很多副边电压波形存在较长为零时段的拓扑，图2.7列举了几种典型的副边电压波形，分别代表正激(如绕组复位方式)、对称拓扑
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