燕山大学本科生毕业设计（论文）
3.在原边主管开通，主变压器绕组电压非零时，副边对应开通的SR管的驱动电压为：
nV（3-6） VGS1=VGS2?SRin
2n在原边主管关断，主变绕组电压为零时段，副边两只SR整流管同时导通，其驱动电压为：
nV（3-7） VGS1=VGS2?SRin
4n4.副边同步整流管SR1和SR2承受的最大电压应力为：
Vin(max)Vds(SR1)?Vds(SR2)? （3-8）
n3.1.3 SWSDSR的应用拓扑分析
单绕组自驱动同步整流方案特别适用于主变压器对称工作的拓扑(推挽、桥式)。但与变压器不对称工作的拓扑(如互补控制半桥，正激式拓扑等)结合使用中，当原边功率管导通占空比不等于0.5时，会因为主变压器绕组上正负电压幅值的不同，在其中某个SR管关断期间，其栅源极间出现正压降，当输入电压变化范围较宽时，这一正压降就很可能超过SR管的门槛电压，使得本应关断的SR管误导通，电路无法正常工作，甚至毁坏电路元件。
当输入电压范围较宽，在这一时段，本应关断的SR1管，其栅源电压却为正压，，对应占空比偏离0.5较远，或和辅助绕组电压幅值相对较高时，栅源电压很可能会超过SR管的门槛电压，使其误导通。因此，当单绕组自驱动同步整流与变压器不对称工作的拓扑结合使用时，受到输入电压范围的限制。
3.2 同步整流管的选择及当今MOS管的限制
3.2.1 同步整流管的选择
对开关电源设计者而言，选择开关器件，不外乎根据线路上所需的电压及电流来选择某一型号。在选择MOSFET作为功率器件时，不少设计师往往只关心其导通电阻Rds(on)的大小，对Ciss,Coss,Qg等容性参数不够重视。这在开关频率相对较低情况下尚可，但随着开关频率的不断提高，这些容性
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第3章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器
参数对MOSFET的开关速度影响很大，而且各种容性相关损耗也很可能会与导通损耗相比较，甚至更高，因此必须认真考虑这些寄生参数的影响。 在选择作为SR管使用的MOSFET时，应根据以下的基本要求： 1.导通电阻Rs(on)小； 2.栅源极间的结电容Cgs小； 3.漏源极间的结电容Cs小；
4.在较小的驱动电压下就可以完全开通； 5.体二极管的正向导通压降Vf低； 6.体二极管的反向恢复电荷Qrr小。
实际确定SR管时，根据所采用的具体电路拓扑的特点，对基本的损耗公式作必要的调整，核算整流部分的总损耗。根据负载电流、开关频率、体积、成本等具体要求，在相关软件计算工具的帮助下，计算出满足应用场合的最优电路参数。从而确定SR管。
3.2.2 功率MOS器件的限制
前面分析所得的SR管损耗与并联数目、开关频率的关系，实际上是SR管导通损耗与容性相关损耗之间制约关系的反映，也即SR管结电容和导通电阻之间相互制约关系的反映。这种相互制约关系并非用作SR管的低压功率MOSFET器件所特有，而是现今的垂直功率MOSFET技术所存在的固有缺陷。功率MOSFET一般采用“质量因子”(定义为导通电阻和栅极电荷的乘积(RON?QG)来表征其器件性能。限于现今的器件技术，市场上通用的一些功率MOS器件，其质量因子的典型值也只有300-400(m??nC)左右的水平，因而在选择MOSFET时，必然面临着基本的限制：必须在导通电阻和栅极电荷之间取折衷，也即在导通损耗和容性相关损耗之间折衷。为了降低导通损耗，对于传统的器件技术来说，必然要增大管芯的尺寸，但这同时会增大结电容，因此也就产生了更大的容性相关损耗，特别是在高频化的发展趋势下，当开关频率达到MHz时，SR管的容性相关损耗将成为低压/大电流输出DC/DC变换器最主要的损耗。
功率MOSFET“质量因子”值较高，不仅限制了变换器的效率，而且限制了变换器高频工作的能力，也就限制了变换器的小型化。现今很多国际
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知名的器件公司纷纷研制推出最新的功率器件，显著减小了这一质量因子值，其中以利用VLSI技术研制生产的横向结构低压功率MOSFET最为典型，可完全消除衬底电阻和密勒电容，漏源电容也可大大减小，可望大大提高电路效率，降低整机体积和重量，满足高功率密度指标要求。
3.3 单绕组自驱动同步整流的特点小结
优点:
单绕组自驱动同步整流方案拓宽了自驱动同步整流在变压器对称工作的拓扑中(推挽、桥式)的应用，在绕组电压为零时段，一个SR管的栅极电容的放电电荷给另一个SR管的栅极电容充电，减小了驱动损耗。 缺点:
单绕组自驱动同步整流的正常工作必须以绕组间的紧密耦合为保证，耦合不好，则会使本应关断的SR管在栅源间出现正偏电压，存在误导通的危险。因此，必须采用合适的绕制方法(及改进传统变压器的制造工艺(如采用PCB绕组和扁平铁芯制成的扁平变压器)，增加了变压器制作工艺的复杂程度及成本
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第4章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器仿真
第4章 单绕组自驱动同步整流对称半桥变换器
仿真
本章针对单绕组自驱动同步整流方案，结合对称半桥拓扑，进行了电路仿真和原理样机的研制。该变换器样机的主要技术规格如下:
输入电压：36-72V 输出电压：2.5V 输出电流：15A
输出电压纹波：50mV(2%) 开关频率：
为保证电源的小型化，关键是减小磁性元件和散热装置的体积。提高开关频率可以减小磁性元件的体积，加快瞬态响应。但频率的提高会使电源的开关损耗、铁芯损耗等增大，加大散热压力。因此开关频率应综合考虑，折衷选择。这里选择开关频率为1OOKHz。
4.1 主要电路参数设计
4.1.1 主电路参数设计
1.拓扑形式：
如图5. 1，主电路采用对称半桥拓扑，副边为同步整流方式。
图4.1单绕组自驱动同步整流对称半桥拓扑
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燕山大学本科生毕业设计（论文）
2.分压电容C1, C2的选取:
在对称半桥电路中，随着原边开关管的交替开关工作，C1, C2中点电位将会在Vin/2上下按指数规律浮动，在(Vin/2+△V)和Vin/2-△V)之间来回变化。本课题按△V=2%×(Vin/2)来选择电容值。C1和C2中的电流大小相等，等于变压器原边电流的一半，其有效值为1.245A。
实际选取C1=C2=2*(4.7uF/100V)。 3.主变压器的设计: （1）绕组匝数比的确定
考虑副边绕组及电感电阻，有如下关系： VNDinsec=V0?△V,记△V=0.2，对应最小输入电压Vin（min），最大占空2Nprim比Dmax，有：
NsecV0??V2.5?0.21 ?== （4-1）
VinNprim0.9?186D2VN辅助绕组Vaux=in?aux （4-2）
2Nprim对应于Vin/2的18-36V范围，取Nprim/Naux=2比较合适。辅助绕组在原边开关管开通时的电压范围为9-18V，在原边开关管关断，副边整流管的VGS电压范围在4.5-9V，因此，同步整流管的栅源驱动电压从4.5-9-18V变化，满足驱动要求。
因为副边绕组流过较大电流，故希望绕组匝数越少越好，从而变压器各绕组的匝数分别取为：Nprim=6，Nsec1=Nsec2=1,Naux=3。
2.5?0.2满载时，占空比最大，Dmax=（4-3） ?0.9
18?1/62.5轻载时，占空比最小，（4-4） Dmax=?0.42
36?1/6（2）计算并选定导线线径:
忽略滤波电感电流纹波，则流过副边主绕组的电流有效值为：
Is?I01?Dmax2?1.9I0?0.69I0?10.34A （4-5） 230
取磁化电流Iu=5%I0，原边的电流幅值：