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在（2-8）中，uab(t)的表达式由三项组成，前两项是PWM稳态工作时的KVL关系，通常情况下，?INRNsin(?t) 所占比例较小，若控制时忽略，对控制的影响不大；而为了使系统具有更好的动态响应，对
?sin(?t)?iN(t)]；为了减轻中间直流环节电压PI调节器的系统的参数变化能很快作出调整，故而引入K[IN负荷，改善PI调节器动态响应，用中间直流输出功率除以二次牵引绕组电压有效值UN来计算给定电流的
?有效分量IN2并将它和IN1相加，共同作为网侧电流的给定值IN。
b 预测电流控制
由于电流采样周期及PWM控制延时的存在，使PWM整流器的电流控制存在滞后情况，这将影响电流跟踪控制的动态性能。由于电流控制的最小延时至少需要一个PWM开关周期，因此预测电流控制的思
?(tk)相等。即在任一PWM开想就是经过一个PWM开关周期TS，使实际网侧电流iN(tk?Ts)与指令电流iN关周期(tk、t?Ts)内，电流必须满足：
?? iN(tk?Ts)?iN(tk)或?iN(tk)??iN(tk) （2-9）
忽略网侧等效电阻RN的大小，其控制数学表达式为：
????IN?KP(Udc?Udc)?1/Ti?(Udc?Udc)dt? ? （2-10） LN?u(t)?u(t)?[Isin?t?i(t)]?abNNNTs???和Ti为PI调节器参数，Udc为中间直流侧电压给定值，IN是网侧电流给定值，?为网侧电流角
其中Kp
频率。预测电流控制图如2-12所示：
2-12 预测直接电流控制图
c 开关逻辑控制
按照被控变流器或系统的预期性能，经过严密的思考和逻辑运算所得到的控制信号，最终得到转化为变流器开关管的PWM驱动信号，其核心技术是开关逻辑控制。
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第3章 CRH2型机车的谐波及抑制技术
3.1 概述
由上一章的研究分析可知，CRH2型电力机车的主电路拓扑结构为三电平的桥式整流电路，其脉冲整流器输入端电压uab具有Ud、Ud/2、0、-Ud/2、-Ud五种电平，即三电平脉冲整流器是用具有五个电平的脉冲信号来等效一个正弦信号，从而引入了低次谐波； 当采用载波形式来产生PWM驱动信号时，由于载波频率远高于调制波的频率，故而引入了高次谐波。谐波的产生，会对电网造成污染，相同频率的谐波电压和谐波电流产生同次谐波有功功率和无功功率，从而降低电网电压，增加下路损耗，浪费电网容量；谐波注入电网时容易造成变电站电压电容过电流和过负荷；还会影响设备的稳定性，尤其是继电保护装置；最后，谐波还会明显的影响异步电机的效率，造成更多的损耗；除此之外，对弱电通信设备也会有很明显
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的干扰。因此，抑制并滤除PWM整流器产生的谐波成为电力机车绿色化运行的关键。
3.2 CRH2型电力机车二次侧滤波
对于CRH2型机车，假设RN=0，并且基波的功率因数等于1，且脉冲整流器没有损耗也不储能，因此得功率平衡关系。
交流电源提供的瞬时功率为：
PN(t)?uN(t)?iN(t)?2UNsin?t?2INsin?t?UNIN?UNINcos2?t （3—1）
其中一个为恒定分量，另外一个为两倍于电网频率的脉动交流分量。 变压器漏抗上的瞬时无功功率为：
QLN(t)?uLN(t)?iN(t)?2ULNsin?t?2INsin(?t?脉冲整流器输入瞬时功率为：
(t)?uab(t?) PabiN(?t)UN?INUNINc?os?2tUINs i n t （3—3） LN??2)?ULNINsin2?t （3—2）
由于假设脉冲整流器没有损耗也不储能，故P输入?P输出，故得：
idc(t)?2Uabsin(?t??)?2INsin(?t)UabIN??cos??cos(2?t??)? （3—4）
UdUd此式表明了脉冲整流起得输出电流包含了两个重要的分量：一个直流分量和一个两倍于供电频率的交
流分量。
很明显，在整流的过程中，产生了二倍于电源频率的谐波电流，因此需要在电压型脉冲整流起得中间直流回路中引入两倍于电网频率的LC串联谐振电路，我国引进的CRH2电力机车一般都未加入二次滤波环节，因为三电平的脉冲整流器引入的谐波含量较少，故而对系统的影响也减小，但是我国自主研发的CRH2型电力机车却是采用了二次滤波环节的。其作用之一是对两倍网频调谐，滤除二次谐波分量；作用之二是与漏抗LN进行功率交换，降低电源瞬时功率的脉动分量，因而对系统的优化起到了显著地效果。 在选择串联谐振电路的电感和电容时，除了考虑很大的谐振电流可能在电容上产生过电压的危险外，还需兼顾电抗器结构尺寸与电感值、持续电流和最大电流的关系。通常情况下，一般把谐振频率设计于略
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低于二倍网侧频率，主要是电容器是十分敏感的器件，一般具有负的温度系数，电容值随着温度上升而下降，因而谐振频率会随温度升高而上升，所以应该把谢振频率调到略低于希望值；其次，若把谐振频率严格地调整到二倍网频处，滤波器形成对该次谐波的低阻抗通路，那么，在电源中所有该次谐波皆会流入此滤波器使其过载烧坏，所以应当避免这样的情况。合理的选择滤波电路参数，还有助于减少总成本。
3.3 三电平脉冲整流器中点电位平衡策略
CRH2电力机车采用的是二极管箝型的三电平脉冲整流器，由于其结构的原因，电路对上下两个电容的充放电不均衡，使得外电路对直流侧电容中点注入或抽取电流，中点电位不可避免地会产生漂移。如果电容电压不平衡，不仅会增大输出电压波形谐波含量，而且整流器中某些开关管所承受的电压会上升，降低装置的寿命，严重时导致开关器件和直流电容的损坏。
根据基尔霍夫电压定律，可得：
uN?RNiN?LNdiN?uab （3-5） dt又由2-7式所定义的开关函数，推出：
SA(SA?1)SA(SA?1)u1?u2 （3-6a） uao?22 ubo? 故得： uab?[SB(SB?1)SB(SB?1)u1?u2 （3-6b） 22SA(SA?1)SB(SB?1)SA(SA?1)SB(SB?1)?]u1?[?]u2 （3-7） 222222SA?SBSA?SBUd??u （3-8） 整理后化简可得： uab?22其中，?u?u1?u2。
由式3-8可知，当直流侧两电容的电压存在不平衡，则会对输入端电压uab产生较大的谐波，对电网造成污染。
1由进一步的分析可知，?u?u?u?C?(S?S)idt?k，其中k为积分常数，因此中点电流的不平衡需要
22?SB在控制中加以补偿，通过合理的控制SA的符号就可以控制中点电位。
122A2BN关于中点电位平衡的控制方法很多，为了达到控制中点电位平衡的目的，这里主要应用一种简单的脉冲转换方法来解决中点电位不平衡的问题。其基本控制的思想是：通过对脉冲整流器功率流向的判断，在适当的时候改变上下两个电容的充放电过程。
图3-1 中点电位平衡控制原理图
定义脉冲转换信号为： 转换如下：
T?(u1?u2)iNuN （3—9）
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?0)转化(SA,SB)?(0,?1)??(SA,SB)?(1，T?0?????(SA,SB)?(0,1)转化(SA,SB)?(?1,0) (3-10) ??1)转化(SA,SB)?(1,0)??(SA,SB)?(0，??T?0?(S,S)?(?1,0)转化(S,S)?(0,1)?AB?AB?
经过上诉的调整以后，三电平PWM整流器能较好的实现中点电位的平衡，且输出电压没有变化，电流跟踪控制效果不会受到影响。为防止脉冲频繁转换使得开关频率不固定或者过高，一般会设置u1?u2?k，k为常数，当满足表达式时才进行转换，使电压在满足要求的波动范围内。
3.4 移相多重化技术
在电力牵引交流传动系统中，由于大功率的开关器件的开关频率较低，为了提高系统的容量和减小网侧输入电流的谐波含量，通常对脉冲整流器采用多重化技术。通过变压器耦合的方式将多个相同结构的整流单元按串联或并联的方式组合而成，对多重化的脉冲整流器的调制采用载波移相技术，各单元整流器采用共同的调制波，并将各单元整流器的三角载波相位依次错开一个相同的相位角?/N，然后利用PWM技术中的波形生成方式和载波移相技术中的移相叠加的到阶梯波，从而使得脉冲整流器的输入电流的高次谐波相互错开，并在变压器的一次电流的谐波总量中部分谐波相互抵消。
我国的CRH1、CRH3、CRH5型动车组的牵引变流器均采用了两重化的脉冲整流器，CRH2型动车组并未采用多重化技术，究其原因是采用三电平主电路拓扑结构的脉冲整流器谐波含量已经较少，所以没有必要再引入多重化控制技术，但在需要扩容的地方，也可采用多重化控制。PWM脉冲整流器两重化的基本结构如图3-2所示；两重化整流器的三角载波移相图3—2所示。
图3-2 PWM脉冲整流器两重化基本单元机构
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图3-3 两重化整流器的三角载波移相图
由图3-2可知，其交流侧通过变压器，接入相同相位和幅值的交流电。整流器采用两重化结构，采用共同的调制波以及相位移为90°的三角载波进行调制。采用二重化设计，两个整流器的主电路、控制电路都是相互独立的，他们由中间直流侧并接在在一起，在直流侧共用直流回路。在闭环控制时，采用相同的闭环对整流器进行控制。
由以上分析可知，PWM脉冲整流器多重化技术的优点是： 1）可以提高装置总容量，组成大容量变换器；
2）提高等效开关频率，降低单个器件工作频率，减小器件开关损耗，同时提高谐波频率。
3）多台整流器由于并联工作，当其中一台发生故障，只要不过负荷，可以将其隔离，整个系统也能正常运行，使系统的可靠性提高。
但其缺点是在变压器侧加入了一个副边绕组，使得系统的成本和损耗增加，且容易因其直流磁化和浪涌过电压，使得控制变得困难。