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(h)直流侧电压放大图 (i) 直流侧电压放大图
图4-7 有二次滤波环节的仿真波形 图4-8 有二次滤波环节的仿真波形
从预测直接电流控制个仿真波形可以看出，无滤波环节的直流电压脉动较大，而且电压与电流有一定的相位差，使得脉冲整流器的功率因数只是趋近于1，二者动态响应差不多引入二次滤波环节，PWM整流器系统的性能更佳。
比较预测直接电流与瞬态直接电流控制的仿真波形，可以得出：二者的控制性能都较好，但很明显预测直接电流控制的动态响应速度更快，当直流侧引入滤波环节以后，仿真显示，系统的动静态特性均有改善，直流侧的电压脉动明显减小，交流侧输入电压Uab的波形畸变变小。
4.2 基于CRH2型机车三电平控制仿真
4.2.1基于瞬态直接电流控制仿真
CRH2型动车组采用的脉冲整流器是三电平桥式整流电路。为了减少网侧输入电流的谐波，减少对电网的干扰，二次侧同样并联滤波电路，同时也对三电平拓扑结构进行多重化和中点电位平衡的仿真。
仿真参数设置如下：网侧电压uN?15002V，频率为50Hz；网侧漏感LN?2mH；等效电阻RN?0.2???3000V；中间直流环节支撑电容Cd1?2.2mF、Cd2?2.2mF；（常可忽略）；中间直流环节电压给定值udc二次滤波电容C2?3mF；二次滤波电感L2?0.84mH；负载电阻RL?15?；开关频率f?1250Hz。
根据瞬态直接电流控制的原理，搭建模型如图4-9所示：
图4-9 三电平瞬态直接电流控制仿真框图
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当机车处于牵引工作状态时，整流器处于单位功率因数整流状态，其仿真波形如图4-10和4-11所示。其中4-10图为无中点平衡控制仿真波形；4-11图有中点平衡电位控制仿真波形。
(a) 阀侧输入电压和电流波形 (b) 阀侧输入电压和电流波形
(c) 网侧输入电压Uab波形 (d) 网侧输入电压Uab波形
(e) 直流侧电压Ud波形 (f) 直流侧电压Ud波形
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(h) 直流侧电压放大图 (i) 直流侧电压放大图
(j) 直流侧两电容电压波形 (k) 直流侧两电容电压波形
(l) 直流侧两电容电压波形放大 (m) 直流侧两电容电压波形放大 图4-10 无中点电位平衡控制的仿真波形 图4-11 有中点电位平衡控制的仿真波形
由三电平脉冲整流器仿真波形可以看出，利用瞬态直接电流控制策略可以对三电平拓扑结构电路进行控制，同时能实现脉冲整流器单位功率因数运行。三电平PWM整流侧电压波形uab是采用?ud、?ud/2、0、?ud/2、?ud着五种电平来等效正弦波，与两电平拓扑电路比较，更加的接近正弦波，使得输入电流的谐波含量减小。
通过观察仿真实验直流侧两电容的电压波形，可以看出：当系统没有采用任何直流侧中点电位平衡控制时，两电容上的电压不平衡，电压差在?100V左右，而且随着时间的推移，电容差还有增大的趋势，导致更严重的不平衡，这将对系统运行产生不良影响；当加入平衡控制时，两电容电压不平衡得到明显改善，电压差在?20V左右，直流侧电压脉动明显减小，同时使得交流输入电压的谐波也得到改善。因此，此平衡控制策略能比较有效的平衡直流侧两电容的电压。
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4.2.2 瞬态直接电流控制的二重化仿真
为了降低整流器网侧和变压器一次侧的谐波含量，同时扩大整流器容量，对PWM整流器进行二重化设计，采用的三电平拓扑电路，控制方式采用瞬态直接电流控制方式。
仿真参数为：原边电压uN?25kV；次边电压u1N?1500V、u2N?1500V；频率为50Hz；网侧漏感LN?2mH；等效电阻RN?0.2?（常可忽略）；中间直流环节电压给定值udc?3000V；中间直流环节支撑电容Cd?3.3mF；二次滤波电容C2?3mF；二次滤波电感L2?0.84mH；负载电阻RL?15?；开关频率f?1250Hz。
根据多重化PWM整流器的载波移相技术，搭建出模型如图4-12所示。其中采用了瞬态直接电流控制，无直流侧中点电位平衡控制，载波为移相的90°的等腰三角波。由于原边侧电流较小，故增加了一个?100增益环节。
图4-12 三电平二重化瞬态直接电流控制仿真框图
系统工作在整流状态，两PWM整流器并联工作，仿真波形如图4—13所示。
(a) 原边侧输入电流和电压波形 (b) PWM1输入电压Uab1波形
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(c) 副边侧1输入电压和电流波形 (d) PWM2输入电压Uab2波形
(e) 副边侧2输入电压和电流波形 (f) 直流侧输出电压波形Udc
(g) 副边侧输入电流波形比较In1和In2 (h) 直流侧输出电压放大波形
图4—13 二重化仿真实验波形