的ADC就可以实现数据的采集。因为电路运用了信号的相关性，因此大大减少噪声信号对系统的干扰，系统的稳定性很高，适合在恶劣的环境下工作。
2.3 本章小结
本章首先分析了频率特性测试仪的工作特点和控制特点，通过介绍几种常见的设计方案，分析了各种方案的优缺点，并结合本设计最终的定位，如测量范围、精度要求、便携性等，最终确定了以零中频解调原理为核心的设计方案。
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3 零中频解调电路的设计与实现
在基于零中频解调原理的频率特性测试仪的设计中，零中频解调电路作为信号幅度和相位提取的关键部分，其精度和抗干扰能力直接决定了整个系统的精度和稳定性。因此，本章通过对零中频解调电路的几种不同的实现方法，从精度、速度、稳定性和成本等方面进行了详细的分析对比，并最终根据系统的性能要求，确定了零中频解调电路的具体实现方案。
3.1 零中频解调电路设计方案论证
由2.2.4可知，模拟方式实现零中频解调电路需要两个高速乘法器，两路低通滤波器，两路放大器以及两个模数转换器。当然，零中频解调电路也可采用数字方式来实现，采用数字方式实现所需要的器件为3个高速ADC（如果参考信号也由FPGA产生，理想情况下可省略两路对参考信号进行采样的ADC），一片能够进行快速乘法运算的控制器如高性能DSP或FPGA，而且要求控制器能进行一定的数字滤波运算。下面以最大带宽50MHz为标准，分别从成本、性能两个方面来对这两种实现方式进行分析论证，并最终得出本设计采用的具体方案。
3.1.1 模拟方式与数字方式性能比较
因为模拟信号是连续的，因此采用模拟方式实现最高频率50MHz的零中频解调，只要后级ADC采样位宽足够，可以保证很高的精度。但是模拟电路容易受噪声的干扰，因此模拟实现方式对电路设计的要求较高，电路设计的好坏将直接影响测量结果的准确性。采用模拟方式实现，因为信号都是直接以模拟量的形式进行变换，没有数字电路中采样率的限制，因此实现50MHz的带宽相对比较轻松。
而对于数字实现方式，系统的精度主要取决于前端高速ADC的位宽，但同时也取决于数据在进行数字运算时候的精度，整数运算方式精度最低，定点型运算精度稍高，精度最高的是浮点运算，因此为了提高系统的测量精度，需要采用高精度的数据类型进行运算。但是，由于采用了数字方式，因此电路的整体抗干扰能力较强，噪声来源主要为ADC采样时的量化噪声。 3.1.2 模拟方式与数字方式成本比较
上面讨论了模拟和数字两种实现方式的性能，单就性能方面来说，两种实现方式都能做到较高的精度以及较快的速度，而且数字实现方式对噪声的抗干扰能力要更强一些。接下来将对实现上述性能模拟方式和数字方式各需要的电路及其成本进行比较。
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要实现50MHz带宽的零中频解调，数字方式最低需要1路采样速率不低于250M的ADC，以及两路不低于250M转换速率的DAC，或者3路采样速率不低于250M的ADC。因为ADC采样速率不低于250M，因此控制器的工作频率以及IO速率都不能低于250M。而且，要能够实现高精度且快速的乘法运算，对控制器的性能要求极高，一般的DSP已经很难做到，只有高端的FPGA芯片可以实现。因此，若采用数字方式实现，系统的成本将十分的昂贵。
若以模拟方式实现50MHz带宽的零中频解调，则电路成本则相对于数字实现方式要低很多。采用模拟方式，需要两个四象限高速模拟乘法器，两路低通滤波器以及两通道的低速ADC转换器，整个电路实现成本很低。若采用数字方式，成本将达数千元。
而本设计的目标就是要设计一个低成本便携式频率特性测试仪，因此，数字实现方式因为其昂贵的成本并不适合本设计。故本设计采用模拟实现方式来完成零中频解调电路的设计。
3.2 零中频解调电路设计方案及实现
零中频解调电路作为本系统核心电路之一，其性能直接决定了整机的性能和精度，本节通过对零中频解调电路的具体实现方案进行分析和讨论，设计了一套稳定可靠的零中频解调电路。
3.2.1 实现零中频解调电路的元器件选择
由于本频率特性测试仪设计带宽为40MHz，因此，零中频解调电路所需乘法器的带宽需要不低于40MHz。常用的模拟乘法器有MLT04、MPY634、AD534、AD539、AD834[21][22]、AD835[23]等等。其中MLT04的-3dB带宽为8.9MHz，MPY634的带宽为10MHz，AD534带宽为1MHz，均不满足设计所需带宽，因此不选用。AD539带宽可达60MHz，虽满足系统要求，但带宽裕量不足，在接近满带宽时信号会出现衰减。AD834拥有800MHz的高带宽，单从带宽上来说以绰绰有余。但由于AD834输出采用开路集电极的差分电流对形式。因此，若要采用以接地电压为基准的单端信号输出时，需要另加信号变换电路，而本设计中为了和后级电路信号进行链接，又必须采用以地为基准的单端模式，因此，若采用AD834，则必须另加差分转单端电路，使系统设计更加复杂。AD835是一款带宽为250MHz的电压输出型模拟乘法器，相对于AD834，使用AD835时外部电路简单，AD835输入阻抗极高，因此适用于输入信号阻抗较大的场合。AD835的电压输出型结构使得其只需要极少的外部元件便能被设计成各种应用电路，包括高速乘法、除法、平方运算，以及宽带调制和解调、相位检测和测量、正弦波频率加倍、视频增益控制和键控、电压控制放大器和滤波器。经过多方面分析综合，本设计采用AD835来做为零中频解调电路的核心元器件。
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1234A3.2.2 AD835介绍以及特性分析 图（3.1）为AD835内部结构图[22]， ABX1X2X=X1-X2AD835XYXY+ZW outputBY1CY=Y1-Y2CY2Z inputD TitleSizeA4Date:File:2014/5/22Sheet ofE:\\毕业设计业务\\梅雪松\\写论文用原理图Drawn By:\\AD835内部结构图.SchDoc4DNumberRevision图3.1 AD835内部结构图 123其基本输入输出关系为W?X?Y?Z，AD835具有两路差分电压输出、一路单端输入、一路电压型输出。其中X与Y路为乘法输入端，采用差分输入结构。通过采用差分输入结构，可有效的降低系统噪声对信号的干扰。Z路为加法输入端，通过在Z端输入一个信号，可在X与Y路信号的乘积结果上加上一个对应的信号，这在不同系统之间进行信号的无损传递往往非常有用。若X、Y的乘积结果为交流信号，通过在Z端加上一个合适的正向电压信号，便可将X、Y的乘积结果抬升对应的电平，从而使最终W的输出结果为不低于地电平的信号，此信号便可直接与单路电源供电的系统对接，而不会损失任何信息。例如，若X、Y的乘积结果幅值范围为-1V~+1V，若在Z端加上一个固定的1V的直流电压，则可使最终的输出信号幅值范围为0V~2V，此信号便可直接送入采样电压范围为0~3.3V的ADC采样电路进行采样。对于AD835，使用单端输入的方式很简单，只需将对应的负输入端接地即可。 3.2.3 AD835为核心的零中频解调电路设计
图（3.2）为采用AD835芯片设计的零中频解调电路中I路电路原理图，Q路电路结构与I路相同。设计中采用了单端输入的模式（输入模式主要是由输入信号的类型决定的），因此X2与Y2输入端被接至地电平。根据ADI公司提供的芯片参考手册，AD835可工作在正负5伏的双电源下。因此系统设计工作电压为?5V，考虑到此电路最高工作在40MHz的频率下，为了滤除供电电源的噪声，采用了高质量的电源滤波电路。其中L15和L16为高频磁珠，C66和C71为10uF的钽电容，以滤除电源中的低频杂波，为AD835提供稳定的能量，C67和C72为0.01uf的瓷片电容，用以滤除100MHz[24]以下的高频噪声信号。P5为输入型BNC接头，其输入信号为待测系统的输出信号Signal_X，R36为50欧姆
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的输入电阻，根据被测系统的实际输出情况，可选择接入或不接入。若被测系统输出为电流信号，则需要接入该电阻，若为电压信号，则不需要将其接入电路。I路中AD835的X1输入为参考信号1，Q路中AD835的X1输入为参考信号2。I路和Q路的Y1输入端均为待测系统的输出信号Signal_X。为了充分利用AD835的较低的电源轨，设计中将Z输入端接地，即未给X、Y乘积结果加上直流偏置，
12以保证输出信号的幅值只与两路乘法输入信号有关。 3 P5Signal_XAR36SMB49.9RAGNDCos_out1AGNDC670.01uFSignal_I+5V_ANAC64L15CiZhuC6610uFAGNDAGNDR30DNPU8A2R3310KR3410K3C6911.25nFAGNDAGNDL16CiZhuL18CiZhuGND-5V_ANAAGNDAGNDC7310uFC7022.50nFL17CiZhuC740.01uF-5V_ANAAGNDR31Res2010uFC65CiZhu0.01uFL14+5V_ANA8NE55321I8765U9AD835X1X2VPWY1Y2VNZSignal_XBAGND0.01uFC72C7110uFAGNDR35100R12344R32DNPSignal_I 图3.2 AD835零中频解调电路 乘法器的输出被送至以NE5532为核心的2阶低通滤波器。二阶低通滤波器一般有Sallen-Key结构和多路反馈结构（MFB），Sallen-Key结构单位增益稳定，C品质因素不高，适合一般应用；多路反馈结构可实现较高的品质因素和较高的增益，适用于对品质因素或增益要求较高的场合。因为该设计中对滤波器的品质因数要求不高，因此采用Sallen-Key结构。为了保证低通滤波电路电源的纯净，采用了与AD835相同的电源滤波方式。R33、R34、C69、C70为确定该滤波器截止频率的元件，通过选取不同的值可获得不同的截止频率。R31和R30为确定该D滤波器增益的元件。系统放大倍数A=1+R31/R30，通过对该一般结构的频率特TitleSizeA4Date:File:3性进行仿真，发现该结构对在截止频率点上的信号会有一个非常大的增益，例如，将R31和R30均设置为10K，则该滤波器频率特性如图（3.3）所示。为了对此12Nu2014E:\\毕尖峰信号进行处理，必须加入适当的RC吸收网络。当加入RC吸收网络后，会改变系统的输入输出阻抗，为了保证各部分电路阻抗的一致性，将R31取值为0（短路），R30取值为无穷大（开路），该结构便成了一个单位增益的低通滤波器。
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