第一,应尽量减少与MOSFET管各管脚连接的联机长度,特别是栅极引线的长度。如果实在无法减少其长度,可以用现磁环或者一个小电阻R1与MOSFET管串连起来,如图2-7所示。使用这两个组件尽量靠近管子的栅极,它们可以消除寄生振荡。
第二,由于MOSFET管具有极高的输入阻抗,为了避免电路的正反馈引起的振荡,驱动源的阻抗必须很低,应当注意的是,当MOSFET管的直流输入阻抗很高时,它的动态阻抗或者称交流输入阻抗就会随着频率而改变。因此,MOSFET管的上升时间和下降时间取决于驱动源的阻抗。
上升时间或者下降时间的近似值由下列计算:
tr=tf=2.2Rg*Ciss
式中, tr: MOSFET管的上升时间, s；
tf: MOSFET管的下降时间, s； Rg: 驱动源的阻抗, ?； Ciss: MOSFET管的输入电容,F.。
(2-1)
公式2-1成立的先决条件是负载电阻Rl>>Rg,并且假定MOSFET管没有储存时间和延迟时间, 这样,就允许上升时间和下降时间由设计者按公式2-1设置。图2-7中的电阻R2是关断MOSFET管的加速电阻。
另外,需注意的是,MOSFET管的栅极与源极间的硅氧化层比较容易被击穿。如果两级间所加的电压超过了厂家给定的参数值,就会使管子造成永久性的损坏。实际上,栅极电压的最大值一般是20V到30V。即使所加的栅极电压低于最大允许值,也要对电路进行深入的研究,确保没有杂散电容引起的尖峰脉冲信号存在,因为尖峰信号也完全可能把MOSFET的氧化层破坏。
6.功率MOSFET管的开关保护电路
前边在介绍MOSFET安全工作区时曾经提到,MOSFET管工作在最大功率时,也无需吸收回路。但在实践中,为了使MOSFET管更安全有效地工作,一般情况下,还是要在MOSFET管上跨接RC吸收回路。其原因有两方面：
第一,RC吸收回路改变了MOSFET管的负载曲线,增加了它达到最大功率时的可靠性。
第二,吸收回路消耗掉了多余的关断MOSFET管的能量,否则,这部分能量要由MOSFET管开关消耗。这样,在不影响整个开关效率的情况下,可以使MOSFET管的体积尽量小型化。
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在使用功率MOSFET管,跨接在晶体管开关两端的漏电感阻尼二极管就不需要了。这是因为MOSFET管的结构特殊,它有一个主体漏极PN结与信道并联。图2-8所示的是用作开关的MOSFET管,它带有主体漏极二极管,还有一个RC吸收回路。
2.2.2 PWM集成控制器芯片介绍
本次设计使用的PWM脉冲集成控制芯片为UC3842，它是单端输出电路,它是一种高性能的固定频率电流型控制电路,能很好地应用在隔离式单端开关电源的设计以及直流——直流电源变换器设计之中,它最大的优点是外接组件少、外电路装配简单、成本低廉。它的内部电路包括如下主要性能:
1.具有自动反馈正向补偿功能；
2.采用电流型操作,并可在500kHz高频下工作； 3.可调整的充放电振荡电路,可精确地控制占空比； 4.带锁定的PWM,可以进行逐个脉冲的电流限制； 5.具有内部可调整的参考电源,可以进行欠压锁定； 6.采用图腾柱输出电路,提供大电流输出,输出电流可达1A； 7.工作电流低,且能进行低电流激活； 8.可直接对双极晶体管和MOSFET管进行驱动； 9.具有滞后的欠压封锁； 10. 低启动和工作电流；
由于它只有一个输出端,所以它主要用于单端控制的开关稳压源。下面详细介绍UC3842系列电路的工作原理。
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UC3842内部结构图如2-9所示:
UC3842的7脚为电压输入端,其激活电压范围为15—18V。UC3842激活电压阀值为16V。如果Vcc<16V,输入电压施密特比较器输出为0,此时无基准电压产生,电路不工作；当Vcc>16V时,输入电压施密特比较器送出高电平到5V基准稳压器,产生5V基准电压,此电压一方面供内部电路工作；另一方面通过8脚向外部提供参考电压。一旦施密特比较器翻转为高电平,Vcc可以在10—20V范围内变化而不影响电路的工作状态。UC3842关闭阀值为10V。当Vcc低于10V时施密特比较器又翻转为低电平,电路停止工作。6V的激活与关闭差值可有效地防止电路在阀值电压附近工作时产生振荡。利用输入端设置的34V稳压管有效防止高压造成的损坏。
当基准稳压器有5V基准稳压输出时,基准稳压检测逻辑比较器送出高电平信号到输出电路。同时振荡器将根据4脚外接R,C的参数产生f=1.72/RC的振荡信号,此信号一路加到图腾柱式电路的输入端；另一路加到PWM脉宽调制器RS触发器的置位端,RS型PWM脉冲调制器的R端接电流检测比较器输出端。R端为占空比调节控制端。当R电压上升时, 端脉冲加宽,同时6脚送出脉冲也加宽；当电压下降时, 端脉冲变窄,同时6脚送出脉冲也变窄。
2脚一般接输出电压取样信号,也称反馈信号。当2脚电压上升时,1脚电压将下降,R端电压亦随之下降,于是6脚脉冲变窄；反之,当2脚电压下降时,1脚电压将上升,R端电压亦随之上升,于是6脚脉冲变宽。3脚为电流传感端,通常在功率管的源极串入一小阻值为取样电阻,将流过开关管的电流转换为电压,并将此电压引入3脚。当负载短路或其它原因引起功率管电流增加,并使取样电阻上的电压等于或超过1V时,6脚就停止脉冲输出,这样就可有效地保护功率管不受损坏。PWM锁存器的作用是保证每一个振荡周期仅出现
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一个控制脉冲,有效地防止了噪声干扰；输出级为图腾柱式,输出平均电流为200MA,最大电流可达1A。
图2-10给出了UC3842的工作原理图:
观察图2-10中可知,它有两个控制死循环回路,一个是输出电压V0反馈回误差放大器,用于同基准电压Vref比较之后产生误差电压；另一个是变压器初级电感中的电流在电阻Rs产生的电压,与误差电压进行比较后产生调制脉冲信号。当然,这些均在时钟所设定频率下工作。由于误差信号实际控制着峰值电感电流,故称之为电流型脉冲宽度调制器,这种电路有如下特点:
1)、较好的线性调整率(电压调整率)能达到0.01%V,这是因为输入电压Vi的变化立即反映为电感电流的变化,它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度。在实际应用中,再增加一级输出电压V0至误差放大器的控制,能使线性调整率更好。
2)、可明显地改善负载调整率。因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压变化,特别是当轻负载时电压升高的幅度大大减小,从1/3负载至满载,负载调整率降至8%,2/3负载至满载调整率降至3%以下。
3)、误差放大器的外电路补偿网络得到简化,稳定度提高并改善了频向,具有更大的增益带宽乘积。由于电感电流是连续的,所以电阻RS上检测出的峰值电流代表平均电流。整个电路可看作一个误差电压控制电流源,变换器(误差放大器)的幅频特性由双机点变成高机点。因此,改善了系统的频响。
4)、电流限制电路得到简化。由于电阻RS上感应出尖峰电感电流,故能自然形成逐个
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脉冲限制电路,只要RS上电平达到1V,PWM就立即关闭,而且这种峰值电感电流感应检测技术可以灵敏地限制输出的最大电流。
5)、UC3842PWM控制器设有欠压锁定电路,其开启阀值设在16V,关闭阀值设在10V。在输入电压Vi小于16V时,整个电路的电流消耗仅1mA,这样,高压可直接由输入电阻Rin降压后为芯片供电,而由输入电容Cin储能推动输出建立电压。自馈电之后,整个电路的电流消耗达15mA.由于激活阀值电压和关闭阀值电压的差值尽为6V,故可以有效地防止电路在阀值电压附近工作时的振荡.由于激活电流小于1mA,所以Rin上的功耗很小。
UC3842的内部电源输入端设置一个34V的齐纳二极管,保证其内部电路绝对在34V以下工作,防止高压可能带来的损坏。5V的基准电压源从脚8引出,最大可供出50mA电流,5V的基准电压再降至2.5V为误差放大器同相输入端提供基准电压,5V的基准电压还同时作为内部电路的电源。
6)、UC3842的振荡器工作频率f由下式进行设定:
f=1.72/(RT*CT)
另外,该电路允许采用外电路作精确的外部定时,使用外时钟同步的方法可参照图2-11进行。
7)、UC3842的误差放大器同相输入端接在内部+2.5V基准电压上,反相输入端接收外部控制信号,其输出端引出线可外接补偿RC网络,然后接到反相输入端,在使用过程中,可改变R,C值来改变放大器的死循环增益和频率响应.图2-11的误差放大器补偿网络可以稳定这种电流型控制PWM。
电路中的电阻Ri和Rf决定了低频增益。该放大器可以输出0.5mA电流,漏下2mA电流,电阻Rf的最小取值为8.8k?,放大器的输入偏置电阻应尽可能取低的数值。
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