防止输入电源串入噪声。根据噪声规章一般是其二作用的回路结构。噪声规制型有VCCI,FCC,VDE871,CI8PR等,按照A类,B类以及使用环境确定规制电平。
如图2-13中C901、C902、C916、C918、C911、C915为线性滤波电容器,其中C901、C902为X电容,滤出输入电路中的差模干扰,采用薄膜电容器。C916、C918、C911、C915为Y电容，滤出输入电路中的共模干扰,主要采用KCKD和MX系列电容器。 4、保护电路的设计
1)限流保护
限流保护由主变回路电流取样电阻R907,R911,C914等组成,产生过流的原因,常常是:
(1)电压输出端负载短路；(2)电容击穿。
因此,造成主变换回路过流,则Q901上流过Ids过大,为此可以在Q901的源极接一取样电阻,因需要敏感性,故其值很小,取0.33?。
当主变换回路过流时,流过R907上电流也增大，从而转换为其上的电压值也随之增大,并超过1V,此电压通过R911加到UC3842的3脚控制PWM占空比调节器,使6脚停止脉冲输出,考虑时间常数因素,R911和C914都不能选太大,R911取1K,C914取1000PF,?=RC=10-6s=1?s,它小于Ton。为了使过流能得到彻底的保护,设计了双保护,另一种保护是当过流时,R907电阻上电压也远远超过正常值,取样电阻上的电压会通过R930,D930,R938触发晶闸管Q930,则拉低UC3842的1脚,使其6脚无脉冲输出,R930取240?,其上电压很小,D930选1N4148,其电气特性为IF=10mA,VF(max)=1V,tr=4ns,由于其正向压降小,反应速度快,故很好的满足要求。
2)过压保护
过压保护由R908,D908,ZD930和晶闸管Q930组成。当输入电压过高时,NB绕组提供电压也高,当其值达到保护值时,经R908,D908将ZD930击穿,触发Q930,从而使UC3842的1脚拉低,关掉其6脚输出,起到保护作用。
R908取值小,为2.2?,D908选快速二极管FR104,其反向耐压较高,最大平均电流为1A。根据输出电压波动范围,又因为电源稳定工作时UC3842的7脚输入电压为16V,故ZD930的稳压值取为20V,ZD930选GZ20-2稳压管。
3.2 主变换电路设计
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1.技术指标
输入电压-------------------单相交流220伏 输入电压范围---------------90到264伏
6路输出: 1路输出----------电压+63.5伏,电流0.2安 2路输出----------电压+10伏,电流0.8安 3路输出----------电压+44伏,电流1.0安 4路输出----------电压+9.8伏,电流0.2安 5路输出----------电压+6.5伏,电流0.4安 6路输出----------电压-8.5伏,电流0.3安 总输出功率-----------------70瓦 2.基本电路如图2-15所示 电压和电流波形如下图3-2所示:
在Q901导通Ton期间变压器T901从输入侧蓄积能量,在下一次截止Toff期间,变压器蓄积的能量传递给变压器次级端，从而供给输出负载。输出电压V1是输入交流电压经整流后的直流电压。
Ton时,晶体管Q901导通,因此变压器T901的初级绕组L1两端加上输入电压V1。这期间,输出二极管D943中无电流,因此变压器初次级侧不产生相互作用。L1中蓄积的能量为L1*I12/2。
Toff时初级侧无电流,Ton时L1中蓄积的能量通过变压器T901的次级绕组L2释放给次级侧。从Ton转换到Toff 瞬间,初次级侧绕组的安匝相等原理仍成立,因此,如果变压器初级侧能量全部传递给次级侧,则
N1*I1P=N2*I2P (3-1) 匝比为
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N=N2/N1 (3-2) 电感L2与L1之比是与绕组匝数平方成正比,即
N2=(N2/N1)2=L2/L1 (3-3)
传递给次级侧的能量就变为输出功率。
设变压器的输出功率为P2,设I1b/I1p=K,则
P2=V2*I01+V3*I02+V4*I03+V5*I04+V6*I05+V7*I06
=1/2*L2*[(1+K)*I1p]2*?*f (3-4) Vn=Vn0+Vf+Vt n为输出各路的数字代号(n=2~7) (3-5) 式中,?为变压器的效率,但是若变压器的初级侧的能量不全部传递给次级侧,其一部分能量变为变压器热耗。
则根据式(3-1)----式(3-5),有:
I1p=2*p2*T/[(1+K)*?*V1*Ton] (3-6) N=V2*(T-Ton)/(V1*Ton) (3-7) L1=V1*Ton/[(1-K)*I1p] (3-8)
等式可改写为:
Ton=V2*T/(NV1+V2) (3-9) I1p=1/2*(2*P2*T/?*V1*Ton+V1*Ton/L1) (3-10) K=1-V1*Ton/(I1p*L1) (3-11) 由等式可知K值较大时,电流I1p峰值也大,开关组件损耗增加。反之,K值比较小时,加在组件两端的峰值电压减小,但变压器的体积增大。则输入电压最低,输出功率最大时,K值选为0.5—0.6较为适宜。
3.占空比D、频率f和输入直流电压的确定
工作频率设为f=50kHz(T=20?s)；占空比D=0.4；输入直流电压V1为105---360V 4.初级电流I1p、匝数比N12和电感L1的计算
设K=0.6；变压器效率?=0.95；Vf=0.6V；Vt=0.4V；变压器输出电压V2为 、
V2=44+0.6+0.4=45(V)
63.5V输出电压时,设Vf=0.9V,Vt=0.1V,变压器输出电压V3为
V3=63.5+0.9+0.1=64.5(V)
10V输出电压时,设Vf=0.5V,Vt=0.5V,变压器输出电压V4为
V4=10+0.5+0.5=11(V)
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6.5V输出电压时,设Vf=0.5V,Vt=0.5V,变压器输出电压V5为
V5=6.5+0.5+0.5=7.5(V)
9.8V输出电压时,设Vf=0.5V,Vt=0.5V,变压器输出电压V6为
V6=9.8+0.5+0.5=10.8(V)
-8.5V输出电压时,设Vf=0.5V,Vt=0.5V,变压器输出电压V7为
V7=-8.5-0.5-0.5=-9.5(V)
+44V输出时,输出电流最大值I01max为过流设定点电流的120%。这时变压器的输出功率为
P2=45*1.0*1.2+64.5*0.2+11*0.8+7.5*0.4+10.8*0.2+9.5*0.3=74.71(W) 根据式(3-6)----(3-8)有:
I1p=2*108*20/[(1+0.6)*0.95*105*8]=3.4(A) N12=V2*(T-Ton)/V1*Ton=57*(20-8)/105*8=0.8 L1=57*8/(1-K)I1p=57*8/(1-0.6)*3.4=340(?H) 5.绕线组匝数的计算
磁芯选用EEC35(TDK),线圈骨架选用BEEC-35-1116CPH(TDK)。则各个电压选取的匝数为:
N2>I1p*N12*L1*104/S*Bm=0.8*3.4*340*104/107*3000=28(匝) N1=28*105/56=52.5(匝),取53匝 N4=(15/56)*28=7.5(匝),取8匝 N5=8*28/56=4(匝) N6=10*28/56=5(匝) N3=100*28/56=50(匝) N7=13*28/56=6.5(匝),取7匝 NB=VB*N2/V2=16*28/56=8(匝)
6.功率MOSFET管的选用
先根据设计变压器所得出的结果计算有关参数。
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根据式(3-10)
I1p=1/2*(2*P2*T/?*V1*Ton+V1*Ton/L1)
=1/2*(2*108*20/0.95*105*8-105*8/340)=3.9(A) 根据式(3-9)
Ton=V2*t/(NV1+V2) =57*20/(0.8*105+57) =8.1(?s)
当输入电压V最高,输出电流最大时进行计算 这时,V1=360V,
P2=101*0.2+57*1.0+16*0.8+9*0.4+11*0.2+14*0.3 =101W 根据式(3-9)
Ton=57*20/(0.8*360+57)=3.3(?s) 根据式(3-10)
I1p=1/2*(2*101*20/0.95*360*8+360*8/340)=5.0(A) 根据式(3-11)
K=1-360*3.3/5.0*340=0.3
当输入电压最高,输出电流最大时,开关组件Q901上的电压与电流的实际波形如下图3-3所示:
V1r是由于Q901从导通到截止漏磁通由初级传递到次级的能量所形成的电压。漏磁通的计算非常复杂,设计时常用下式:
V2/N+V1r=1.5*V2/N
由于V2/N=57/0.8=71V,所以V1r=36V
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