由图(3-4)所示的是初级恢复电路,电路中R904为几十K,但需要根据工作时的Vds波形对其进行调整,使V1r=36V来确定的R904的值。V1s是持久回路中的电感而形成的浪涌电压,采用晶体管两端接入的RC吸收电路限制其电压峰值。
时间常数R904*C907比周期T要大的多,一般取10倍左右,则C3=10T/R3,且需选用耐压1000V。
Q901的漏极最高电压Vcsp为:
Vcsp=V2/N+V1r+V1s+V1max=71+36+30+360=497V
恢复电路中D905的反相电压与Vdsp相同,因此选Vdrmax=600V的快速恢复二极管FR107。 按使用率80%来计算,则Q901需选用耐压497/0.8=621V,则选耐压值为700V。 根据以上计算所得数值,功率MOSFET管选用2SK2761即可。2SK2761管的Vdss为700V,Idmax为7A。
再计算功耗,结温为100℃时通态电阻Ron从产品目录上查得为1.75?,因此通态功耗为:
Pon=(Ron/3)*(Ton/t)*(I2dp+Idp*Idb+I2db)
=(1.75/3)*(3.3/20)*(5.02+5.0*1.5+1.52)=3.3W tr=tf=50ns时,计算导通时损耗Pr与断开时损耗Pf,则: Pr=tr/T*1/6*Idb*(V1+V2/N12)
=0.05/20*1/6*1.5*(360+71)=0.27(W)
Pf=tf/T*1/6*Idp*Vdsp=0.05/20*1/6*5.0*497=1.0(W) 总功耗P为:
P=Pon+Pr+Pf=3.3+1.0+0.27=4.57(W)
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因为Rjc=1.2℃/W 所以Tjc=4.57*1.2=5.5℃
若设散热器温度为100℃,环境温度最高为600C℃,散热器的热阻Rf为 Rf=(100-60)/5.0=7.3(℃/W) 7.输出二极管的选择
单端变换式开关电源,多采用半波脉冲整流电路,在选择整流管时,除了要满足最大整流电流Io和反向电压Vr的要求外,还应选用恢复时间短的二极管,因为开关晶体管Q901截止瞬间,脉冲整流二极管并不是立即导通,存在一定的上升时间和延迟时间,如果时间过长,使脉冲变压器的能量无法及时向负载输送,这时,变压器两端都是呈现高阻变压器的绕组电感与分布电容形成高频振荡,产生脉冲,造成辐射干扰,所有方向电压应满足以下要求: 一路输出:
Vdr=V01+V1*N12。
其最大值Vdrmax为: Vdrmax=44+360*0.8=332(V)
D942 选用ER304,它的峰值反向电压额定值为400V,最大平均电流为3A,Vfmax=1.25V,trmax=35ns。 二路输出:
Vdrmax=63.5+360*50/53=403(V)
D943 选用UF4006G,它的峰值反向电压额定值为800V,最大平均正向电流为1A,Vfmax=1.7V,trmax=75ns。 三路输出:
Vdrmax=10+360*4/53=64(V)
D941选用UF5402G,它的峰值方反向电压额定值为100V,最大平均电流为3A,Vfmax=1.2V,trmax=75(ns)。 四路输出:
Vdrmax=9.8+360*4/53=36.8(V)
D940选用UF202G, 它的峰值反向电压额定值为200V,最大平均电流为2A,Vfmax=1.3V,trmax=75ns。 五路输出:
Vdrmax=6.5+360*5/53=40.5(V)
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D944选用UF202G,它的峰值反向电压额定值为200V,最大平均电流为2A, Vfmax=1.3V,trmax=75ns。 六路输出:
Vdrmax=8.5+360*7/53=56.5(V)
D970选用UF202G,它的峰值反向电压值为200V,最大平均电流为2A,Vfmax=1.3V,trmax=75ns. 8.输出电容的选用
一路输出中,流经电容C946的纹波电流Ic2=I2-I01,如图3-5所示
I2p=2I01/(1-D)*(1+K)=2*1.0/(0.6*1.6)=1.9A
故,Ic2的有效值为: Ic2rms=[Ton/3T*(I22p-I2p*Io+Io2)+Toff/T*Io2]1/2=0.98(A) 其它路数输出中电容的纹波电流也有类似计算 二路输出电路:
Io=0.2A,Ip=(2*0.2)/(0.6*1.6)=0.42(A)
Icrms=[1/3*0.4*(0.422-0.3*0.2+0.22)+0.6*0.22]1/2=0.21(A)
三路输出电路:
Io=0.8A, Ip=(2*0.8)/(0.6*1.6)=1.7(A)
Icrms=[1/3*0.4*(1.72-1.7*0.8+0.82)+0.6*0.82]1/2=0.82(A)
四路输出电路:
Io=0.4A, Ip=(2*0.4)/(0.6*1.6)=0.83(A)
Icrms=[1/3*0.4*(0.832-0.83*0.4+0.42)+0.6*0.42]1/2=0.41(A)
五路输出电路:
Io=0.2A, Ip=(2*0.2)/(0.6*1.6)=0.43(A)
Icrms=[1/3*0.4*(0.432+0.43*0.2+0.22)+0.6*0.22]1/2=0.21(A) 六路输出电路:
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Io=0.3A, Ip=(2*0.3)/(0.6*1.6)=0.63(A)
Icrms=[1/3*0.4*(0.632-0.63*0.3+0.32)+0.6*0.32]1/2=0.31(A)
故,C946选用耐压为100V,容量为330?F电容,其电容安允许纹波电流为1.5A。
C947选用耐压为250V,容量为47?F电容,其电容允许纹波电流为0.24A。 C944选用耐压为25V,容量为1000?F电容,其电容允许纹波电流为0.86A。 C940选用耐压为16V,容量为1000?F电容,其电容允许纹波电流为0.96A。 C949选用耐压为16V,容量为2200?F电容,其电容允许纹波电流为0.53A。 C970选用耐压为25V,容量为1000?F电容,其电容允许纹波电流为0.86A。
3.3 控制电路的设计
控制电路由UC3842芯片及外围组件组成。电路控制原理在前面已有详细叙述。电路结构图如图2-16所示:
电路中44V输出和6.5V输出电压通过光电耦合器U900进行反馈,控制Ton时间,使输出电压达到稳定值,从而获得高稳定电压输出的电源,输出电压上升时,Ton时间变窄,从而使输出电压下降,保持输出电压稳定。
UC3842的4PIN外接R912是和C912是定时电阻与定时电容,它决定了电源的工作频率f=1.72/(RC)此处R912取30K,C912为3300pF,则f=1.72/(30*3300*10-9)=19.3(KHz)。U904选择精密电压调节器,其电气特性在翻译的资料上介绍得很详细,它的阴极电压VKA在2.5V~36V之间,IKA在1.0mA~100mA之间,KA431和LTV817M-B匹配。
第4章 隔离式开关电源的干扰抑制（电磁与射频）
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美国及国际化组织以对电磁干扰(EMI)和射频干扰(RFI)制度了若干标准,要求电子设备的生产厂商将其产品的辐射和传导干扰降低到可接受的程度。由于开关电源有很快的电流变化时间,且其变换器的工作特点波形使得每一个开关电源都是RFI的产生源,开关噪声的主要来源是开关晶体管,主回路整流器,输出二极管,晶体三极管的保护二极管以及控制电路本身。所以,我们必须采取一些措施来抑制EMI和RFI。
电磁干扰产生的噪声有辐射噪声和传导噪声两大类。对于电源主要考虑传导噪声,对辐射噪声也多加考虑。一般说来主要是抑制开关电源的上升时间以及变压器振动等产生的噪声,抑制这类噪声可使用各种元器件。噪声抑制的基本方法如下图4-1所示,主要采用滤波技术。
滤波器有电阻滤波器、电感滤波器、电容滤波器以及放电器等。目前多采用非晶形、矩形磁滞回线的磁性材料的扼流圈来抑制噪声。滤波器的元器件主要有电感L和电容C、L和C构成的简单滤波器如图4-2所示,电容容量为几?F到十几?F,根据噪声大小进行选择。
1.10kHz--150kHz 低频范围的噪声抑制
正态扼流圈可以抑制这个频段的噪声,但共态扼流圈也有较好的抑制效果。到底采用何种扼流圈要根据实用效果和实装情况确定。实用中要注意接入的电容相对于扼流圈的位置,噪声抑制效果随电容接入的位置不同而异。一般来说电容靠近噪声接入的效果比较好。
2.150kHz--10MHz频率范围的噪声抑制
这种频率范围的噪声主要是共模噪声,抑制这类噪声主要采用共模扼流圈构成的滤 波器。共模扼流圈是在一个磁芯上绕有与电源线根数相同匝数的线圈,往复的负载电流在磁芯内部产生的磁场相互抵消,由此,磁芯不会饱和。也就是说,对于负载电流来说,作为电感组件失去电感作用。共模滤波器中的共模扼流圈的作用是抑制导线与地线间的噪
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