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pi?isamu(k)?u(k?1)??u(k)第四章 异步电动机变频调速系统
第一节 异步电机的变压变频调速基础知识
1．异步电机的变压变频调速系统一般简称为变频调速系统。由于在调速时转差功率不随转速而变化，调速范围宽，无论是高速还是低速时效率都较高，在采取一定的技术措施后能实现高动态性能，可与直流调速系统媲美。因此现在应用面很广!
2．变压变频调速的基本控制方式 ：在进行电机调速时，常须考虑的一个重要因素是：希望保
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持电机中每极磁通量 ?m 为额定值不变，根据电磁转矩T?KT?mIr/cos?r可知，这样才能保证可能的最大出力。如果磁通太弱，没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；如果过分增大磁通，又会使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。
3．基频以下调速
要保持 ?m 不变，当频率 f1 从额定值 f1N 向下调节时，必须同时降低 Eg ，使
EE1?4.44kW1N1?m?1N即采用恒值电动势—频率比的控制方式。 f1f1N4．然而，绕组中的感应电动势是难以直接控制的，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 Us ≈ Eg，则得
U1E1E1N；这就是恒压频比的控制方式。 ??f1f1f1N5．但是，在低频时 Us 和 Eg 都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。
这时，需要人为地把电压 Us 抬高一些，以便近似地补偿定子阻抗压降。
6．
在基频以上调速时，频率应该从f1N 向上升高，但定子电压Us 却不可能超过额定电压UsN ，最多只能保持Us = UsN ，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。
7．如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒定时额定转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时额定转矩降低，基本上属于“恒功率调速”
8．交-直-交变压变频器先将工频交流电源通过不控整流器变换成直流，再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流；由于这类变压变频器在恒频交流电源和变频交流输出之间有一个“中间直流环节”，所以又称间接式的变压变频器。
当前应用最广的是由二极管组成不控整流器和由功率开关器件（P-MOSFET，IGBT等）组成的脉宽调制（PWM）逆变器，简称PWM变压变频器
9．PWM变压变频器的应用之所以如此广泛，是由于它具有如下的一系列优点：
（1）在主电路整流和逆变两个单元中，只有逆变单元可控，通过它同时调节电压和频率，结
构简单。采用全控型的功率开关器件，只通过驱动电压脉冲进行控制，电路也简单，效率高。
（2）输出电压波形虽是一系列的PWM波，但由于采用了恰当的PWM控制技术，正弦基波的比重较大，影响电机运行的低次谐波受到很大的抑制，因而转矩脉动小，提高了系统的调速范围和稳态性能。
（3）逆变器同时实现调压和调频，动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响，系统的动态性能也得以提高。
（4）采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因数较高，且不受逆变输出电压大小的影响。 10．在交-直-交变压变频器中，按照中间直流环节直流电源性质的不同，逆变器可以分成电压源型和电流源型两类，两种类型的实际区别在于直流环节采用怎样的滤波器。
11．电压源型逆变器（Voltage Source Inverter--VSI ），直流环节采用大电容滤波，因而直流电压波形比较平直，在理想情况下是一个内阻为零的恒电压源，输出交流电压是矩形波或阶梯波，有时简称电压型逆变器。
12．电流源型逆变器（Current Source Inverter-- CSI），直流环节采用大电感滤波，直流电流波形比较平直，相当于一个恒电流源，输出交流电流是矩形波或阶梯波，或简称电流型逆变器
13．采用电压源型的交-直-交变压变频装置的调速系统要实现回馈制动和四象限运行却很困难，因为其中间直流环节有大电容钳制着电压的极性，不可能迅速反向，而电流受到器件单向导电性
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的制约也不能反向，所以在原装置上无法实现回馈制动。
14．交-直-交变压变频器中的逆变器一般接成三相桥式电路，以便输出三相交流变频电源；电路是由6个电力电子开关器件VT1 ~ VT6 组成的三相逆变器主电路，一般在图中用开关符号代表任何一种电力电子开关器件。
15．控制各开关器件轮流导通和关断，可使输出端得到三相交流电压。在某一瞬间，控制一个开关器件关断，同时使另一个器件导通，就实现了两个器件之间的换流。在三相桥式逆变器中，有180°导通型和120°导通型两种换流方式。
16．同一桥臂上、下两管之间互相换流的逆变器称作180°导通型逆变器。但须注意，必须防止同一桥臂的上、下两管同时导通，否则将造成直流电源短路，谓之“直通”。为此，在换流时，必须采取“先断后通”的方法，即先给应关断的器件发出关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，叫做“死区时间”，再给应导通的器件发出开通信号。
17．120°导通型逆变器的换流是在不同桥臂中同一排左、右两管之间进行的。
18．正弦波脉宽调制(SPWM)技术：早期，用电子器件实现——以正弦波作为逆变器输出的期望波形，以频率比期望波高得多的等腰三角波作为载波（Carrier wave），并用频率和期望波相同的正弦波作为调制波（Modulation wave），当调制波与载波相交时，由它们的交点确定逆变器开关器件的通断时刻，从而获得在正弦调制波的半个周期内呈两边窄中间宽的一系列等幅不等宽的矩形波。
19．如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的SPWM波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。
如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则SPWM波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式
20．载波比——载波频率 fc与调制信号频率 fr 之比N，既 N = fc / fr
根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制和同步调制和混合调制、（分段同步）调制。
21．异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式：当 fr增高时，N 减小，一周期内的脉冲数减少，PWM 脉冲不对称的影响就变大
22．同步调制——N 等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步：三相电路中公用一个三角波载波，且取 N 为3的整数倍，使三相输出对称；
23．在交流电动机中，实际需要保证的应该是正弦波电流，因为在交流电机三相对称正弦绕组中只有通入三相平衡的正弦电流才能产生圆形旋转磁场、使合成的电磁转矩为某恒定值，不含脉动分量。因此，若能对电流实行闭环控制，以保证其正弦波形，显然将比电压开环控制能够获得更好的性能。
24．常用的一种电流闭环控制方法是电流滞环跟踪 PWM（Current Hysteresis Band PWM ——CHBPWM）控制，电流控制器是带滞环的比较器，环宽为2h。
25．经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比只要求正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生某一恒定的电磁转矩
26．电压空间矢量PWM(SVPWM)控制技术（或称磁链跟踪控制技术）
把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作“磁链跟踪控制”：磁链的轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量PWM（SVPWM，Space Vector PWM）控制”。
27．逆变器采用180°导通型，功率开关器件共有8种工作状态，其中6 种有效开关状态；2 种无效状态；
对于六拍阶梯波的逆变器，在其输出的每个周期中6 种有效的工作状态各出现一次。逆变器每
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隔 ?/3 时刻就切换一次工作状态（即换相），而在这 ?/3 时刻内则保持不变。
在一个周期中 6 个电压空间矢量共转过 2? 弧度，形成一个封闭的正六边形，
如果想获得更多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成更多的相位不同的电压空间矢量。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。
28．可把逆变器的一个工作周期用6个电压空间矢量划分成6个区域，称为扇区（Sector），如图所示的Ⅰ、Ⅱ、?、Ⅵ，每个扇区对应的时间均为?/3 。
29．在常规六拍逆变器中一个扇区仅包含两个开关工作状态。
实现SVPWM控制就是要把每一扇区再分成若干个对应于时间T0 的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合的新电压空间矢量 us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。
第二节 基于异步电动机稳态模型的变压变频调速
30．现代通用变频器大都是采用二极管整流和由快速全控开关器件 IGBT 或智能功率模块IPM 组成的PWM逆变器，构成交-直-交电压源型变压变频器——VVVF，已经占领了全世界0.5~500KVA 中、小容量变频调速装置的绝大部分市场。
31．通用变频器：包含着两方面的含义： （1）可以和通用的笼型异步电机配套使用；
（2）具有多种可供选择的功能，适用于各种不同性质的负载。
32．主电路——由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。
33．限流电阻：为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回路上串入限流电阻（或电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响变频器的正常工作，并产生附加损耗。
34．泵升限制电路——由于二极管整流器不能为异步电机的再生制动提供反向电流的通路，所以除特殊情况外，通用变频器一般都用电阻吸收制动能量。
减速制动时，异步电机进入发电状态，首先通过逆变器的续流二极管向电容C充电，当中间直流回路的电压（通称泵升电压）升高到一定的限制值时，通过泵升限制电路使开关器件导通，将电机释放的动能消耗在制动电阻上。
35．给定积分——由于系统本身没有自动限制起制动电流的作用，因此，频率设定信号必须通过给定积分算法产生平缓升速或降速信号，升速和降速的积分时间可以根据负载需要由操作人员分别选择。
36．转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统
转速开环变频调速系统可以满足平滑调速的要求，但静、动态性能都有限，要提高静、动态性能，首先要用转速反馈闭环控制。
37．在转差频率控制系统中，只要给?s 限幅，使其限幅值为 ?s??smax就可以基本保持 Te与?s 的正比关系，也就可以用转差频率控制来代表转矩控制。这是转差频率控制的基本规律之一。
保持 Eg/?1 恒定，也就是保持 ?m 恒定。这是转差频率控制的基本规律之二。 第三节 异步电动机的动态数学模型和坐标变换
38．人们已推导出异步电机的动态数学模型，但是，要分析和求解这组非线性方程显然是十分困难的。在实际应用中必须设法予以简化，简化的基本方法是坐标变换。
39．如果能将交流电机的物理模型等效地变换成类似直流电机的模式，分析和控制就可以大大简化。坐标变换正是按照这条思路进行的。
在这里，不同电机模型彼此等效的原则是：在不同坐标下所产生的磁动势完全一致。
40．交流电机三相对称的静止绕组 A 、B 、C ，通以三相平衡的正弦电流时，所产生的合成磁动势是圆形旋转磁动势F，它在空间呈正弦分布，以同步转速?1（即电流的角频率）顺着 A-B-C 的
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相序旋转。
然而，旋转磁动势并不一定非要三相不可，除单相以外，二相、三相、四相、?? 等任意对称的多相绕组，通以平衡的多相电流，都能产生圆形旋转磁动势，当然以两相最为简单
41．在三相静止绕组A、B、C和两相静止绕组?、? 之间的变换，或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换，简称 3/2 （3S/2S）变换。
（A、B、C 和 ?、? 两个坐标系，为方便起见，取 A 轴和 ? 轴重合。设三相绕组每相有效匝数为N3，两相绕组每相有效匝数为N2，各相磁动势为有效匝数与电流的乘积，其空间矢量均位于有关相的坐标轴上）。
11??i??A1?? ?i?N????22?3???iB??? ?iβ?N2?33?0??i??22????C? N32?考虑变换前后总功率不变，在此前提下，可以证明（见附录2），匝数比应为 N23
11??1????iA? ?i??222?i?????? ?iβ?33??B?3?0??iC?????22??
如果三相绕组是Y形联结不带零线，
?2??3?00??i? ?i?????i??iA?A32???????i???1 ?iβ???11i??iβ??B??????2??B???? 2??6??2?42．从两相静止坐标系到两相旋转坐标系 M、T 变换称作两相—两相旋转变换，简称 2s/2r 变换，其中 s 表示静止，r 表示旋转。
?i??cos??sin???im??im? ?α????C2r/2s???i?iβ??sin?cos???t???it??
?cos?sin?? ?cos??sin??C?C2r/2s??2s/2r??sin?cos???sin?cos?????αααα? T iit Fs ?1 itcos? imsin? it sin? M ? im ? i? ? imcos? 43．令矢量 is 和M轴的夹角为 ?s ，已知 im、it ，求 is 和 ?s ，就是直角坐标/极坐
标变换，简称K/P变换。
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