31
表5-3 正弦波幅度Vpp测试数据(100Hz, 200Ω) 设定幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 实际幅度/V 2.00 4.05 5.00 6.00 7.00 8.05 9.00 10.00 11.00 误差/V 0 0．0125 0 0 0 0．00625 0 0 0 表5-4 正弦波幅度Vpp测试数据(100Hz, 100Ω) 设定幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 实际幅度/V 2.05 4.05 5.0 6.0 7.0 7.95 8.6 9.4 10.1 误差/V 0.025 0．0125 0 0 0 0.00625 0.0444 0.06 0.08182 表5-5至表5-7为锯齿波在不同负载下测出的幅度值
表5-5 锯齿波幅度Vpp测试数据（100Hz,空载 ) 设定幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 实际幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 误差/V 0 0 0 0 0 0 0 0 0 表5-6 锯齿波幅度Vpp测试数据(100Hz, 200Ω) 设定幅度/V 2.0 4.0 5.0
实际幅度/V 2.0 4.0 5.0 误差/V 0 0 0 32
6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 0 0 0 0 0 0 表5-7 锯齿波幅度Vpp测试数据(100Hz, 100Ω) 设定幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 8.0 9.0 10.0 11.0 实际幅度/V 2.0 4.0 5.0 6.0 7.0 7.9 8.70 9.3 9.95 误差/V 0 0 0 0 0 0.0125 0.0333 0.07 0.0955 表5-8为三种不同波形在不同频率下测得的频率值
表5-8 频率测试数据 (VPP=10V，空载)
预置频率 /HZ 5 10 50 100 500 1K 10K 15K 19.999K 正弦波 实测频率 /HZ 4.71254 9.99983 49.9972 99.9976 499.957 1.00003K 10.0002K 15.0025K 19.9987K 方波 误差 实测频率 /HZ 0.057492 4.99986 0.00017 10.0015 0.000056 50.0043 0.000024 100.012 0.000086 499.976 0.00003 0.00002 0.00017 1.00014K 9.99874K 14.9926K 误差 0．00015 0．00012 0．00014 0．00049 0．00005 锯齿波 实测频率 误差 /HZ 0．057724 0．000181 0．000074 0．000096 0．000072 9.99819 99.9904 0．000028 4.71138 0．000086 49.9963 0．000048 499.964 1.00015K 0．00015 14.9979K 0．00014 20.0014K 0．00012 0．000126 9.99692K 0．000308 0.000015 19.9982K 5.3 测试结果分析
从图5-1（d）可看出在“Analog”模式下输出波形并不是光滑的，这与低通滤波时所
选取的截止频率有关，截止频率越高，输出波形越不光滑。当在高频段进行频率输出时，锯齿波形存在毛刺现象，这是因为锯齿波没有通过低通滤波器，而是从DA转换后直接输出。若将锯齿波从低通滤波器滤波后输出，则会在波形峰值部分出现衰减，并且会产生失真现象，从而不能得到真实的输出波形幅度值。
在带载能力的测试方面，如表5-2至5-7所示，本系统在负载200Ω～∞具有良好的带载能力，而在负载为100Ω，Vpp为8V以上时，波形幅度出现衰减。在相移测试方面，所使用的仪器Combiscope Instrument测试相位的分辨率为1°，因此不能测出相移值的小数部
33
分，欲获得更高的测试精度，应选用更高精度的示波器或专用的相位测试仪。在频率测试方面，因所使用的测试仪器为六位半的Digit Multimeter，因此测试结果具有较高的精度，从测试结果可看出，在高频段仍有频率偏差，这主要与锁相环有关，因在高频段锁相环不能非常稳定的实现锁相倍频的作用，往往会出现抖动的情况，从而使在Digit Multimeter显示的频率数值也出现不断改变的情况，给测试带来困难。从整个系统来看，输出波形质量与下述因素有关。
1 传统DDS波形发生器的缺限
传统DDS的基本思想是在ROM中存入波形的若干个均匀间隔样值，然后以均匀速率把这些样值输出到数/模变换器，将其变成模拟信号。图5-1为常用DDS波形发生器的结构原理图。在每一个时钟上升沿以频率控制字K累加一次，当累加器计数大于2时，相位累加器作一次模余运算。ROM波形表在每一个时钟周期内，根据送给ROM的地址取出ROM中已存储的与该地址对应的波形幅值并送入DAC，DAC输出的阶梯波信号经LPF滤波后得到所需波形。因此，输出频率f0与时钟频率fc之间满足关系式为：
Nf0?频率控制字ＫKfc （5-1） N2N 位相位Ａ 位累加器ＲＯＭ波形查找表ＤＡＣ模数转换ＬＰＦ低通滤波f0输出时钟信号fc
图5-1 DDS波形发生器的结构原理图
相位累加器中数据为N位，ROM波形表为A位（A≤N），若A=N，则无相位截断；若A＜N，则相位累加器将N位的相位累加结果的高A位送入ROM波形表，而将低（N-A）位舍去，此时便产生了相位截断误差。当无相位截位时，ROM地址以频率控制字K为步长作累加运算，
[60]
而当有相位截断时，ROM地址不再遵循上述变化规律，于是就产生了相位截断误差。为了获得较高的频率分辨率，相位累加器的位数N通常做得很大，但实际上由于受体积和成本的限制，用来寻址ROM的位数A远小于N，因此传统的DDS波形发生器都存在相位截断误差，
[23]
而相位误差是DDS输出杂散的主要来源。
由式（5-1）知：
K?2Nf0 （5-2） fc由于K是一个正整数，所以当2N(f0/fc)不为整数时，K取的是一个近似值。这时输出频率就会产生误差。
2 传统DDS波形发生器缺限的消除
由上述分析可知，要消除相位截断误差，可以采用的方法有：使相位累加位数N与ROM
34
波形表位数A相等；相位累加位数N不等于ROM波形表位数A时，当被截去的低（N-A）位全为0时，相位截断误差在K值下不会产生误差。
由3.1.2、 3.2.2、4.2可知，本系统所设计的波形发生电路在低频段（2Hz～2KHz）时，在双口RAM中存储的波形数据为360，并由CD4046构成的相位累加器对360个数据所在的地址循环扫描，因此不存在相位截断现象，不会产生相位截断误差，也不会产生频率误差。在高频段（2Hz～20KHz），在双口RAM中存储波形数据为36个，此数据虽然是从360个波形数据中取得，但采样数据均为等间距采样，并由CD4046构成的相位累加器对36个数据循环扫描，因此也不存在相位截断现象，不会对相位截断误差、频率产误差生影响。 3 幅度量化引入的杂散
由于单片机ROM、双口RAM内部波形存储器中存储的波形幅度值是用8位二进制表示的,而完整的波形数据具有小数格式，在存入ROM及双口RAM时，必然使波形数据越过存储器字长,这时必须进行量化，从而就引入了量化误差。 4 DAC转换引入的杂散
在高频段，DAC的非理想特性所引起的误差是不可忽略的因素。DAC的非理想特性包括:ＤＡＣ的有限分辨位数；差分、积分的非线性；Ｄ/Ａ转换过程中的瞬间毛刺；时钟泄露；
[23]
数字噪声馈通；转换速率受限等。这些非理想特性在客观上起到了混频作用。
其中非理想特性DAC的有限分辨率较为明显，有限的分辩率将引起量化误差。DAC的分辨率越高，量化误差越小。DAC的分辨率和其量化误差之间可用SQR（输出信号和量化误差的功率比）衡量：
SQR?1.76?6.02B ?dB? B为DAC的位数 （5-3）
从上式可见,幅值量化的信噪比随着量化位数B的增加而提高.如当B=12,那么幅值量化的信噪比就能达到72dB。
本系统所采用的AD7524是8位DAC，参考电压为6.4V，因此量化误差为：
??1/2???1/256??6.4?0.0125V
5 其它误差来源
频率误差来源：锁相环锁相的不稳定性，特别是在频率较高时，由于锁相环会出现短暂的失锁状态，从而使输出频率不稳定。
相移误差来源：基准输出部分和移相输出部分两边硬件参数不可能完全匹配，也就是 两边电路的响应速度有细微的不同，所以输出相移部分也就产生了误差。
幅度误差来源：数模转换由电流信号变成电压信号时所用的运算放大器的放大误差：双极性输出的波形不完全对称的误差；双极性输出所用到的电阻值的误差；AD7524参考电压本身的误差。
35
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