第三章：介绍带隙基准的基本原理
第四章：介绍带隙基准电流源的电路设计思路和方法。 第五章：运用HSPICE软件对设计电路进行仿真。 第六章：给出总结。
第二章 电流镜的基本原理
2.1 概述
电流镜(CM)是模拟集成电路中最基本的单元电路之一。它是一种能将电路中某一支路的参考电流在其他支路得以重现或复制的电路，能减少电压变化和温度变化带来的误差，其性能对整个电路乃至系统的性能都有重要的影响。为了适应各种电路及系统性能的要求，不同的电路需要使用不同结构的电流镜，如放大器、比较器、自校准电流源等使用结构简单的电流镜，而转换器等要求高性能电流镜。输出阻抗和电流匹配精度是决定电流镜性能最重要的参数。
2.2 电流镜的基本结构
模拟集成电路中电流源设计的基本思路是从
一个参考电流源“复制”电流。下面介绍电流复制的基本原理。
对于一个场效应管，在忽略沟道调制效应的前提下（即），根据饱和萨氏方程
ID=gmVGS=K(VGS-Vth)2,可知饱和的MOS管漏极电流
在器件的尺寸（W/L）与工艺（un，Vth）确定的条
件下只与其栅源电压有关，所以只要是相同的工艺参数制作的两个相同的MOS器件具有相同的栅源电压，并且都在饱和区，则其漏极电流完全相等，即实现了所谓的电流复制。但由于实际电路存在沟道调制效应，此时饱和MOS管的其漏极电流 图2.1
为ID=gmVGS=K(VGS-Vth)(1+λVDS)，所以饱和漏极电流不仅是VGS的函数，而且是其漏极电压VDS的函数。即具有相同的栅极电压，但存在沟道调制效应时，漏极电压VDS若不相等，则其电流也不会相同。
基于以上思路，所设计的基本电流镜的结构如图2.1所示。
上图中M1与M2构成的电路结构称为“电流镜”，IR为参考电流，I0为输出电流，且由于VDS1?VGS1，所以M1工作于饱和区，假设M2的VDS?VGS?Vth，则
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也M2工作在饱和区，根据饱和萨氏方程，在考虑沟道调制效应时有：
I o ? 2 ? DS 2 I R
(WL)(1??V)(WL)1(1??VDS1)（2.1）
从上,2.1可以看出：假如已有IR，只要改变M1与M2的宽长比，就可设计出Io，它即可以与IR相等，也可与IR成一比例关系，所以也称为比例电流镜，这种技术在模拟集成电路中有着广泛的应用，比如作为放大器的负载。但是由于存在沟道调制效应，且VDS2是一变量，因此Io实际上不是一个恒流源。
如何改善Io的恒流特性以实现真正意义上的电流源，从式2.1可以看到原则上有两种方法：
?减小以至消除M2的沟道调制效应（因为VDS1＝VGS1为定值，故M1不影响Io的恒流特性），即通过增大M2的沟道长度，以减小λ，增大输出阻抗，从而改善恒流特性。
?设定VDS2＝VDS1，则可知Io与IR只与M1、M2的宽长比相关，从而得到具有很好的恒流特性的电流源。
第三章 带隙电流源的基本原理
3.1 概述
模拟电路广泛地包含电压基准和电流基准。这种基准是直流量，它与电源和工艺参数的关系很小，但与温度的关系是确定的。例如一个差分对的偏置电流就必须根据基准产生，因为它会影响到电路的电压增益和噪声。
产生基准的目的是建立一个与电源和工艺无关、具有确定温度特性的直流电压或电流。在大多数应用中，所要求的温度关系采取下面三种形式中的一种：
1.与绝对温度成正比（PTAT）
2．常数Gm特性，也就是，一些晶体管的跨导保持常数； 3.与温度无关。 因此，我们可以将任务分为两个设计问题：与电源无关的偏置和温度变化关系的确定。
3.2 与电源无关的偏置
我们所使用的偏置电流和电流镜都隐含地假设可以得到一个“理想的”基准电流。如图3.1所示，如果IREF不随VDD变化，并前忽略M2、M3的沟道长度调制效应，那么ID2和ID3就保持与电源电压无关。所以问题是:我们如何产生IREF
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呢？
图3.1电流镜偏置使用
作为一个近似的电流源，我们将电阻接在VDD和M1的栅极之间，如图所示。但是，这种电路的输出电流对VDD很敏感：
为了得到一个对VDD不敏感的解决方法，我们假设电路必须由自己偏置，即IREF必须通过某种方式由IOUT得到。这种思想是如果Iout最终与VDD无关，那么IREF就可以是IOUT的一个复制。图3.1是一个电路实现，M3和M4复制了IOUT 。从而确定了IREF。从本质上讲，IREF被“自举“到IOUT。选择一定的MOS管尺寸，如果忽略沟道长度调制效应，我们有IOUTt=KIREF。请注意，因为每个二极管方式连接的器件都是由电流源驱动的，所以相对来说，IREF和IOUT与VDD无关。
但是电流仍旧是工艺和温度的函数。为了唯一确定电流值，我们对电路加入另一个约束，如图3.1所示的。图中，因为PMOS器件具有相同的尺寸，虽然要求IOUT=IREF,但是电阻Rs减小了M2的电流。可以写出VGS1=VGS2+ID2RS，或
2Iout?VTH1??nCox(W/L)N2Iout?VTH2?IoutRS
?nCoxK(W/L)N 8
图3.2（a）确定电流而增加Rs （b）消除体效应的替代电路
忽略体效应我们有：
2Iout1(1?)?IoutRS
?nCox(W/L)NK因此：
Iout?2112(1?)
?nCox(W/L)NRS2K正如所希望的，电流与电源电压无关（但仍旧是工艺和温度的函数）。 因为M1和M2的源极位于不同的电位，所以在前面计算中假设VTH1=VTH2会产生一些误差。如图3.2，一种简单的修补方案是在M3的源极引入一个电阻，同时通过将每个PMOS晶体管源极和衬底相连来消除体效应。
如果沟道长度调制可以忽略，总电路表现出很小的电源依赖性。正是由于这个原因，此电路中的所有晶体管均采用相对较长的沟道。
3.3 与温度无关的基准
与温度关系很小的电压或电流基准被证实在许多模拟电路中是必不可少的因为大多数工艺参数是随温度变化的，所以如果一个基准是与温度无关的，那么通常它也是与工艺无关的。
带隙基准电压的基本原理是将两个拥有相反温度系数（temperature
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coeffiicient）的电压以合适的权重相加，最终获得具有零温度系数的基准电压。例如，电压V+拥有正温度系数，电压V-具有负温度系数，存在合适的权重α和β满足
这样就得到了具有零温度系数的基准电压，基准电压的表达式：
现在我们必须认识到具有正温度系数和负温度系数的两种电压。在半导体工艺的各种不同器件参数中，双极晶体管的特性参数被证实具有最好的重复性，并且具有能提供正温度系数和负温度系数、严格定义的量。尽管MOS器件的许多参数已被考虑用于基准产生，但是双极电路还是形成了这类电路的核心。
3.3.1 负温度系数电压的产生
双极晶体管的基极——发射极电压（VBE）或更一般的说，pn结二极管的正向电压，具有负温度系数。根据其物理特性，结电压VBE与温度的关系为：
上式中η跟三极管的结构有关，它的值大约为4。α是跟流过三极管的电流特性有关的一个量，当其电流为IPTAT电流时α为1；当其电流为与温度无关的电流时α为0。T0为参考温度，VBG为硅的带隙外推电压（跟材料本身性质有关）。由上式可以看出VBE是一个具有负温度系数的电压。
3.3.2 正温度系数电压的产生
2个三极管工作在不同的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与对温度成正比。
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