得好。可用于微波领域。
金/半二极管在加正向电压时，n型半导体一边的热电子将越过势垒顶进入金属，与声子相互作用将能量交给晶格，热电子就成为通常金属中的电子，在电场作用下，形成漂移电流。由于转移能量的时间极短（10－13秒）,不会在金属中产生储存效应。但在正向电压下，并不是一点储存效应也没有。因为金属价带中的空穴可以进入半导体的价带中去，这些空穴对n型半导体而言是非平衡少子。其数值比热电子发射电流小得多，故在前面讨论伏安特性时未计及。既然为非平衡少子，也会产生一定的电荷储存效应。在反向工作时就有一定的储存时间（反向抽取时间）。其影响可估算如下： 从金属注入半导体的空穴在势垒区边界x＝0处（见图8.8）的浓度为pn（0），在扩散区随x有一个分布pn（x），构成浓度梯度?p(x)/?x，假定扩散区的电场为ê，空穴电流包括两部分：一部分是浓度梯度?p(x)/?x形成的扩散电流；另一部分是电场ê对空穴的漂移作用：
jP＝－qDP?p(x)/?x＋qμPp（x）ê (8.3.1)
在正向注入较小时，扩散区的压降即电场ê较小。空穴浓度本身也小，故上式中右边第二项可以忽略。令空穴扩散长度为LP，则有 jP＝qDP?p(x)/?x＝qDP[pn（0）- pn0]/LP
= qDPpn0[exp(qV/KT)-1]/LP= qDPni2[exp(qV/KT)-1]/LPND (8.3.2) 若热电子发射电流为jn，则总的正向电流为
j＝jn＋jP＝（j0＋qDPni2/ LPND）[exp(qV/KT)-1] (8.3.3)
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可以引进一个注入比：
γ0＝jP/( jn＋jP) ≈jP/jn= qDPni2/LPNDA*T2exp(-qфBn/KT) (8.3.4) 在室温下，如果ND＝1016cm-3, τ
P=10
-6
秒，DP＝13 cm2 /S, LP=(τ
P
DP)1/2=3.6*10-3cm, ni=1.5*1010 cm-3, ФBn=0.7eV, j0=5*10-5安培/厘米2， 则可以得到
γ0＝2.6*10-7 (8.3.5)
这说明空穴电流在正向电流中只占有很小的比例。正向电流主要是热发射电子电流，故储存电荷（空穴）很小，可以忽略。 由γ0的公式可知如果ND过低，寿命τγ0增大。
通常在小注入情况下，漂移电流jP比较小时，γ0总是一个小量。如果注入足够大，少子空穴的漂移电流不能忽略，而且在漂移电流与空穴扩散电流相比起主要作用时，情况变掉了。可以证明这时的注入比为
γ＝（ni2/ND2）(μP/μn)(j/j0) (8.3.6) 对于ND＝1015cm-3,j0=5*10-7 安培/厘米2的金属－n型Si二极管，在电流密度j＝350安培/厘米2时，γ可达5％；
由此可见，在大电流密度时，为了降低注入比，必须用ND较大的低阻材料，j0较大、ni较小的金/半系统.
? 反向恢复时间：可以用与PN结二极管完全类似的方法分析金/半二极管从开态变到截至态的瞬态过程。
金/半二极管正向时储存的电荷决定于正向少子（空穴）电流IP＝jPA；
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P过低，势垒高度变大，都会使
γ＝ IP/I=jP/j
Q =IPτP=γIFτP (8.3.7) 当管子从正向转为反向时，这部分电荷将由反向抽取电流抽出，以及在扩散区复合掉。
如果储存电荷在tr时间内消失，则由于反向电流Ir抽走的电荷为Irtr；在反向恢复过程中储存电荷的平均值为Q/2;单位时间内复合的储存电荷为 Q /2τP,在tr时间内复合掉的空穴（储存电荷）为（Q/2τP）tr； 因此有等式
Q＝Irtr＋（Q/2τP）tr tr称为反向恢复时间
tr＝Q/[Ir+（Q/2τP）]= γIFτP/[ Ir+(γIF/2)] (8.3.8) 在IF＝Ir的条件下，γIF/2??IF
因而有 tr=γτP; 由于γ很小，故tr很小。
例如：前面的例子中，τP＝1微秒，γ＝2.6*10-7， tr=2.6*10-4ns。由此可见在小注入时金/半二极管的反向恢复时间很短，电荷储存效应完全可以忽略。决定其开关时间的主要是它的电容效应。
? 金/半二极管的电容－电压特性：
金/半二极管与P＋-N结相似,具有势垒电容。单位面积势垒电容的值为 C＝[ε0εqND/2(Vbi-V)]1/2 (8.3.9) 上式说明在正偏时势垒电容较大，在反偏时较小。
金/半二极管的C－V关系可用来测量它的势垒高度及掺杂浓度。方法
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是利用
1/C2 = 2(Vbi-V)/ε0εq ND＝2VD/ε0εq ND-[2/ε0εq ND]V (8.3.10) 在不同电压下测量C的值，作1/C2与V的关系图，得到一直线。由直线的斜率即可得到半导体的掺杂浓度
ND＝2/[kε0εq] (8.3.11) 由截距可得VD，从而得到势垒高度ΦBn
ΦBn＝qVD＋Eg－KT ln(ND/ni) (8.3.12)
8.4. MESFET 的结构和基本特性 8.4.1. 基本结构
MESFET的基本结构与结型场效应管相同，只是用肖特基势垒代替了PN结，通过其耗尽层厚度的变化来调制电流通道的横截面。与J－FET相比，MESFET有其优点：金/半接触势垒在低温下形成，不必采用高温工艺，故可采用电子迁移率高、饱和速度大的化合物半导体例如GaAs来制造，从而得到开关速度快、频率高的器件。
N沟GaAs MESFET在微波和高速数字电路中有重要应用。实际的GaAs MESFET是在半绝缘的GaAs衬底上由离子注入或薄膜生长形成的n型GaAs层上制作的。采用半绝缘的GaAs衬底是为了减小寄生电容和便于器件之间的隔离。此外，栅极金属一般用难熔金属（例如TiW合金）同时充当形成漏、源接触区的掩膜，使源、漏接触区尽可能靠近栅极，以便减小沟道两端的串联电阻。
下图是MESFET的结构示意图，使用时源极一般接地，栅极电压和漏
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极电压都是相对源而言的。正常工作时漏极正偏，因而肖特基结的耗尽区向漏端偏移；栅极电压应小于肖特基结的正向导通电压以避免明显的栅极漏电流。对n－GaAs MES FET，VGS的最高极限值为＋0.7V，GaAs的掺杂浓度约为ND＝1017cm-3.W和L分别为沟道宽度和长度。
8.4.2. 夹断电压和阈值电压
假定GaAs是均匀掺杂的，则由P＋－N结理论，耗尽层厚度为 h(y)={2ε0ε[Vbi-VGS+V(y)] /qND}1/2 (8.4.1)
V(y)为沟道内y处相对于源端的电势，在漏端V（L）＝VDS；y处肖特基势垒上的总电势为 Vbi-VGS+V(y)；当h＝a时，耗尽层边界与衬底接触，相应的总电势称为夹断电压，以VP表示。显然有
VP＝qNDa2/2ε0ε (8.4.2)
若忽略串联电阻的作用，则在沟道源端（y＝0）有V（y=0）=0,因此使耗尽层边界和衬底接触的临界栅压为
VT＝Vbi －VP （8.4.3）
VT 为阈值电压。只有VGS超过VT时器件才会有导电沟道，从而进入导通状态。
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