通过图4.9～4.13显示的仿真结果可以看出，异步电动机分级变频软起动的起动电流只有50A左右，仅为额定电流的2倍。只是在频率切换时，造成了电流的振荡，最大冲击电流达到了80A左右；起动电压按照起动要求控制得很好；起动转矩在0.02s左右的时间内就超过了最大转矩的1.2倍，在0.6s左右就基本稳定在额定值，完全满足了重载起动的要求；由于异步电动机带负载起动，因而起动时功率因素值就比较高，在0.3s及0.8s软起动切换频率时造成了功率因数值的波动，不过这种影响立刻便消失了。电机的转速在起动过程中一直在上升。起动性能指标达到方案要求。
在异步电动机的起动过程完成后电动机进入稳态运行，在2s时突然将负载率 调到了40％，在3s时异步电机突然空载。由图4.9～4.13显示的仿真结果可以看出，异步电机定子电流随着负载率的下降而减小；转矩也在随之调整到额定值的40％。空载时电流值下降到5A左右；定子相电压电压也由200V下降到了65V左右； 转矩几乎下降为零；由于负载变轻，转速一直在上升，空载时快要达到同步转速。空载时功率因数值立刻下降到0.1左右，经节能控制器调节立刻回升到0.6以上。这时，经过估算大概可节能75%左右，节能效果明显，完全满足功率因数大于0.6的设计要求。在两次改变负载率时，我们可以看到定子电流、电机转矩、转速同步发生了变化；定子电压、电机功率因数只需要不到半秒钟，模糊节能控制器就能发生响应，超过方案要求。
经过模糊节能控制系统的仿真实验，可以发现通过检测功率因数来控制功率 因数的模糊节能控制系统具有以下显著特点：
（1）模糊节能控制系统的第一个特点是它的简洁性，它甚至可以不考虑异步 电动机的详细运行过程，基于几条简单的试验曲线即可开始模糊节能控制系统的 设计过程。
（2）模糊节能控制系统具有强鲁棒性，对不同型号异步电动机和生产工艺有 差别的异步电动机均可以采用同样的模糊推理软件，它可以自动跟踪负载变化取 得较好的节能效果。
（3）模糊节能控制系统的输入变量可多可少，在异步电动机模糊节能控制系 统设计过程中，虽然选择了较少的两输入变量，但取得了较好的控制效果。
（4）模糊节能控制系统的调节规律内涵丰富，包容量大而广，具有较强的适 应能力。
（5）从仿真实验结果中可以看到，模糊节能控制系统硬件结构比较简单，推 理工作均可由软件实现。
（6）本论文的模糊节能控制系统主要是围绕功率因数来进行的，这主要是因 为，在电动机的能量和功率方面，电动机的功率因数反映的信息量最大，一个功 率因数可以反映异步电动机的有功功率、无功功率、效率、负载率以及电流等诸 多信息，这是异步电动机其它参数所不能比较的。
第 5 章 异步电动机节能控制器的软硬件设计
本装置采用 Intel 的 16 位单片机 87C196KC 实现灵活的控制功能，采用可编程逻辑器件 GAL 芯片完成触发脉冲的产生，数码显示检测的电压值与控制参数 值，参数可修改，具有轻载调压节能的功能。控制电路包括：单片机最小系统、 键盘及显示电路、脉冲触发功放电路、电压同步信号检测电路、电源电路、功
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率因数检测电路六个部分。整体结构图如图 5.1 所示。制版时分为 CPU 板，电 源及驱动板，显示及键盘板三块，各块板之间以扁平电缆线相连。
根据国家标准的规定，我国生产的标准异步电动机不允许长期工作在相电 压低于 160V 的状态下。因此，为标准电动机设计的节能控制系统，其相电压最 大只能下降到 160V。然而空载时，在这个相电压下，其效率根本不能达到预期 效果，功率因数也很难调整到 0. 6 以上。所以，要想获得理想的节能效果，必 须采用专用的变频调速用电动机或到工厂定制非标准电动机。
5.1 控制系统硬件设计 5.1.1 单片机最小系统
MCS－96系列16位单片机具有丰富的软硬件资源与较高的性能，适用于一些 比较复杂的系统。所以本装置采用87C196KC做控制系统，可以方便的满足软件的 升级需求，以及实际应用中对实时性的要求[55]。
最小系统由87C196KC构成。采用24C01是EEPROM，保存用户输入的重要参 数[56]。
87C196KC的主要输入输出信号示意图见下图。
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P1.7读入8279扫描到的按键状态；
P2.6和P2.7与24C01进行I2C总线通信。 模拟输入口ACH0用于A相电压反馈输入；
高速输出入HSI.1为A相同步中断EXTA的输入； 高速输出入HSI.2为B相同步中断EXTB的输入； 高速输出入HSI.3为C相同步中断EXTC的输入；
高速输出口HSO.0～HSO.2输出U、V、W相晶闸管触发脉冲； 外部中断EXINT为A相晶闸管导通信号。
5.1.2 功率因数检测电路的设计
功率因数检测电路如下图所示：
同步信号的检测过程：如上图（a）所示，当A相电压为正时，光耦GO1导通， 经反向门CD4049后EXTA端得到高电平。当A相电压为负时，光耦GO1关断，经反向门CD4049后EXTA端得到低电平。EXTA为A相同步电压信号，并将EXTA送 87C196KC的高速输入口HSI.1。
晶闸管电流过零点时刻的检测过程：如上图（b）所示，当晶闸管G1或G4导通时，由于晶闸管导通时两端电压降很小，整流桥没有输出，光耦GO2关断，管截RSCR端输出高电平。当晶闸管G1和G4均截止时，晶闸管G1和G4两端承受阻断高电压，这时整流桥输出一直流电压，光耦GO2导通，RSCR端输出低电平。故RSCR为晶闸管电压方波导通与关断信号。RSCR电压方波信号的上升沿与下降沿的时刻为电流过零时间，并将晶闸管电流过零时刻信号RSCR送入87C196KC的外部中断口EXTINT。
功率因数的检测方法：当A相同步方波信号送入87C196KC的高速输入口HSI.1，在其上升沿时间产生高速输入中断，得到同步电压过零时刻AT 。将检测到 的晶闸管电流过零时刻信号RSCR送入87C196KC的外部中断口EXTINT，在中断程序中读取定时器的1T 的值，得到电流过零时刻IT ，通过计算可获得电压与电流之间的相位时间即，
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其中，Ta 为对应触发角 α 的时间。
那么，功率因数角 其中， TmsN= 10。
最后通过查余弦表得到功率因数值。 根据不同的负载，具体的波形分析如下： （1） 纯阻性负载
下图给出了0α =75， φ =00，导通角θ =π －α 纯阻性负载时各个信号的波形示意图。
在[ π]0, 2这个周期内分为两个阶段：在[ α ] [π π+α]0, Υ ,区间内由于没有触发信号，正负半周的晶闸管不导通，负载电流与负载电流均为零；在 [α π] [π απ], Υ+,2区间内由于负载是电阻性负载，负载电压输入电压与波形完全相同，而且负载电流与负载电压相位相同，电流幅值呈 I = U/R线性关系。
（2） 感性负载下图中给出了0α =30时，0? =15的感性负载的各个信号的波形示意图。
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考虑在一个周期内即 [ 0,2π ]区间内的情况。在 [ 0,α ]区间内，晶闸管不导通，负载上无电压，电压和电流波形没有；在 [α ,π]区间内，在α 时刻，正半周的触发信号开始作用，正半周的晶闸管SCR1开始触发，负载上的电压此时刻应遵循输入电压在α 时刻的波形，负载为感性因此电流不能突变，在α 时刻波形应该从零开始，而且开始时刻也并不是按照正弦规律上升，到某一时刻时达到稳态与输入电流波形吻合。在[π π+?], 区间内，在 π 时刻，输入电压开始反向，即外界条件已经不满足晶闸管导通的外部条件（阳极电压大于阴极电压），但是负载是感性的，因此π 时刻负载电流还没有变为零，只有等到 π +?时刻负载电流降为零，晶闸管SCR1从此时刻开始才真正关断。在[π +?π+α] , 区间内，正半周的晶闸管SCR1己经关断，而负半周的触发信号还没有产生，因此负载电压和负载电流均没有波形。在[π απ]+ ,2区间内，在 π + α时刻负半周的触发信号开始作用，负半周的晶闸管SCR4开始触发，负载上的电压此时刻应遵循输入电压在 π + α时刻的波形，同样，负载电流应类似于在α 时刻的波形，应该从零开始，而且开始时刻也并不是按照正弦规律上升，到某一时刻时达到稳态与输入电流波形吻合。
由图中可见，功率因数角? 表现为发触发脉冲的时刻与晶闸管导通时刻的夹 角。
5.1.3 B相、C相电压同步信号检测电路的设计
本文设计的节能控制器主要是通过对晶闸管发移相脉冲来控制加载在电动机上的输入电压，因此对过零点时刻的精确判定就极其重要。
5.1.2节中已经给出了A相电压同步信号的检测方法，下图中将给出B相、C相电压同步信号检测电路。
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