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保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。
以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。
2 直流脉宽调速系统主电路设计
2.1 主电路结构设计
2.1.1 PWM变换器介绍
脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，下面对本课设用到的可逆做一下简单的介绍和分析。
可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2.1所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。
图2.1 可逆PWM变换器电路 （a）T型 （b）H型
T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源
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电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件和四个续流二极管组成的桥式电路。
双极式可逆PWM变换器的主电路如图2.1（b）所示。四个电力晶体管分为两组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波形相同，即Ub1=Ub4，VT1和VT4同时导通和关断；Ub2=Ub3，VT2和VT3同时导通和关断。而且Ub1，Ub4和Ub2，Ub3相位相反，在一个开关周期内VT1，VT4和VT2，VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压UAB在一个周期内有正负极性变化。
由于电压UAB极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图2.2所示。
图2.2 双极式PWM变换器电压和电流波形 （a）电动机负载较重时 （b）电动机负载较轻时
如果电动机的负载较重，平均负载电流较大， VT1和VT4饱和导通；而Ub2和Ub3为负，VT2和VT3截止。这时，U5加在电枢AB两端，UAB?U5，电枢电流沿id回路１流通（见图2.2（b）），电动机处于电动状态。在ton?t?T时，Ub1和Ub4为负，VT1和VT4截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使VT2和VT3的c-e极承受反压而不能导通，UAB??U5，电枢电流id沿回路2流通，电动机仍处于电动状态。有关参量波形图示于图2.2（a）。
如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零。于是在t2?t?T时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压（?U5）和电动机反电动势
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E的共同作用下导通，电枢电流id反向，沿回路3流通，电动机处于反接制动状态。在
T?t?t1（0?t?t1）时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止，因电枢电感的作用，电流经VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽然Ub1和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路4流通，电动机工作在制动状态。有关参量的波形示于图2.2（b）。
双极式可逆PWM变换器与具有制动作用的不可逆PWM变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在?U5和?U5之间变换；后者的电压只在?U5和0之间变换。这里并未反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。如果正、负脉冲宽度相等，
ton?T/2，平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWM变换器电动机电枢两端的平均电压为 Ud?12t[tonU5?(T?ton)U5]?(on?1)U5 TT若仍以??Ud/U5来定义PWM电压的占空比，则双极式PWM变换器的电压占空比为
??Ud2ton??1。改变?即可调速，?的变化范围为?1???1。?为正值，电动机正U5T转；?为负值，电动机反转；??0，电动机停止运转。在??0时，电动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗，当然是不利的。
由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。又根据双极式H型可逆PWM变换器具有的优点：电流一定连续，可以使电动机实现四象限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时由于每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好，可达到很宽的调速范围。
所以，本次设计我们选择双极式H型可逆PWM变换器。主电路如图2.3所示。
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图2.3 H桥主电路
2.1.2 泵升电路
当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将变成电能，并通过PWM变换器回馈给直流电源。当直流电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图2.4所示。
图2.4 泵升电压限制电路
当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量
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的一部分消耗在分流电阻R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会使分流电阻R发热。
2.2 参数设计
2.2.1 IGBT管的参数
IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor）叫做绝缘栅极双极晶体管。这种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特点。其开关速度可达1mS，额定电流密度100A/cm2，电压驱动，自身损耗小。其符号和波形图如图2.5所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50U,它的参数如下： 管子类型：NMOS场效应管 极限电压Vm：600V 极限电流Im：27 A 耗散功率P：200 W 额定电压U：220V 额定电流I：1.2A
图2.5 IGBT信号及波形图
2.2.2 缓冲电路参数
如图2.1(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。 IGBT的缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于IGBT的工作频率可以高达
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