电子科技大学硕士学位论文
第二章 虚拟频谱仪硬件电路设计
数据采集(Data Acquisition)是获取信息的最基本手段，我们主要通过对采集的数据进行分析和处理，以此得到我们想要的结果。而数据采集是虚拟频谱仪中一个重要的组成部分，因此，对于采集模块以及其对应的前端增益电路和后端数据存储电路的设计是很重要的。本章将详细介绍通用测试平台的硬件电路设计。
2.1硬件总体结构
图2-1是本课题所设计的频谱分析仪的硬件结构框图。该模块只有一路采集和存储系统，包括一个信号通道（信号通道包含了增益控制电路和差分电路）、一个12位A/D、一个数据缓存部分；并且采集系统的控制参数主要由逻辑控制单元控制，采集和存储部分在同一个逻辑控制系统下工作。
信号输入增益控制电路差分转换电路A/D数据存储器SRAM计算机USB-EPP时钟增益控制地址发生器EPP控制电路接口触发电路触发方式选择采集控制逻辑FPGA内部电路采样频率选择
图2－1 硬件结构框图
在这里对整个硬件平台的工作流程做简要说明。本系统的通信方式是采用USB转并口模式，所选USB转并口的接口转换芯片是CH341[4]（此平台也可使用EPP并口），由于现在的电脑EPP并口越来越少，因此为了适应现代电脑接口技术的发展，并保证不对测试平台做太大变动的情况下进行多种实验的操作。我就选用了此转换芯片来进行通信，并且平台的初始化和数据传输过程都需要这个转换芯片的参与。
其次，FPGA内部电路中，主要通过FPGA的程序来控制采样频率、触发方式、地址发生器等，并且直接影响到了整个采集的控制电路。整个硬件结构及其
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第二章 虚拟频谱仪硬件电路设计
运作过程如下：
1，初始化：在信号到来之前，先设置采集通道的相关参数，并随时准备接收外部信号的到来。
2，A/D转换和数据缓存：初始化之后，采集过程由采集控制逻辑单元管理。输入信号经过输入通道的信号调理电路后送至A/D转换器，A/D在逻辑控制电路产生的时钟驱动下对信号进行转换，同时输出的数字信息存储在缓存SRAM中。当预先设定的采集点数采满之后，控制逻辑会自动停止，并将采集到的数据存向SRAM中，这个时候的采集还在进行。
3，数据传输：采集过程中，所有的采集数据都流向并存储于缓存SRAM中，此时计算机可以通过接口读取这些数据并加以分析、处理并显示。整个传输过程在FPGA的控制之下完成。首先上位计算机通过接口发出读取数据的请求，然后FPGA响应该接口发来的中断请求，将缓存SRAM中的数据分批搬运主机，然后进行处理。
以上就是虚拟频谱仪的硬件结构和工作流程的介绍。接下来将具体介绍采集模块中各个组成部分的原理和硬件设计。
2.2 输入通道设计 2.2.1增益控制电路
A/D转换器的输入信号是一个较窄的范围，而本次设计的采集信号输入最大幅度为20V，而最小值幅度为50mV，所以必须有增益控制电路将输入信号放大或衰减，这样才能将外部信号送入到A/D当中进行采集。在此电路中，分别设计了两组衰减器和两组放大器，因此它们会在输入信号过大时进行衰减，输入信号过小时进行放大。
本实验平台的增益控制电路主要由高阻衰减器K1，放大电路A1，低阻衰减器K2，放大电路K2组成，下面我们将详细介绍信号通道的各个部分。图2－2就是通道增益框图。
1,1/10高阻衰减器K110,5,2.5,1A11,1/10低阻衰减器K22A2NI
图2－2 通道增益框图
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由通道增益框图可以看到，通道中总增益G应为：
1*A1*K2*A G?K (2－1)
由于K1,A1,K2,A2这四个增益都可以取不同的值，因此它们总共得到10种不同的通道总增益组合方式——20，10，5，2，1，0.5，0.2，0.1，0.05，0.02，而这些增益值都是对应时域波形显示的垂直方向的偏转因素。
图 2－3 输入通道电路
图2－3就增益控制电路的耦合方式选择与高阻衰减部分的电路图。 前部分是通过开关S来选择耦合方式是AC还是DC。选择好耦合方式后信号进入到上图红框内的部分，这部分就是高阻衰减电路。
如由上图可看到，在高阻衰减电路中，高阻衰减器由R302C304和R303C305组成，它处于输入通道的前端，为保证仪器具有高的输入阻抗，该分压器的阻值相对较高（如图R302为470k，R303为51k）。高阻分压器易受电路分布电容的影响，故该分压器常常为RC阻容分压器形式。其中C包含了电路的分布电容。衰减器的衰减量k1(分压比)为
R303UZ21?j?R303C305k1?o??R302R303 (2－2) UiZ1?Z2?1?j?R302C3041?j?R303C305式中Z1为R302和C304的并联阻抗，Z2为R303和C305的并联阻抗。若R302C304?R303C305（C304做成可调电容），则衰减量（分压比）为k1?UoZ2R303?? UiZ1?Z2R302?R303这时，分压比与频率无关。因为C304和C305都是补偿电容，在实际的电路总要
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计入电路的分布电容，通过调节可调电容C304来达到电路的最佳补偿，即当输出的方波信号出现过冲或畸变失真，则说明是过补偿或欠补偿，继续调节可调补偿调容C304，当衰减输出也是规则的方波信号时，就说明达到了最佳补偿。但在实际情况下，由于输入信号的频带很宽，无论怎样调节都无法保证整个频带内的最佳补偿，因此，这种补偿是一种近似的最佳补偿。图2-4 给出了调整补偿电容C2时，方波脉冲信号通过衰减器的波形。图（a）为正常（最佳）补偿的波形，此时波形无失真。图（b）为过补偿（R302C304?R303C305）的波形，图（c）为欠补偿（R302C304?R303C305）的波形。
(a) 最佳补偿（b）过补偿（c）欠补偿
图2－4 三种情况下的补偿波形
2.2.2差分电路
差分电路的设计在这里我采用了测量放大器来搭建。我在这里选择测量放大器是因为它具有高输入阻抗、低输出阻抗、强抗共模干扰能力、低温漂、低失调电压和高稳定增益等特点，因此它在检测微弱信号的系统中被广泛用作前置放大器。尽管现在各模拟器件公司都竞相推出了单片式测量放大器，但是一般带宽有限，而一些高性能的单片式测量放大器价格又比较昂贵，因此在设计中采用频带比较宽的运算放大器自行搭建了测量放大电路。首先从测量放大器的原理入手，考虑如何搭建测量放大电路[7]。而经典的测量放大器通常由三个运算放大器构成，如图2－5所示，它的搭建简单方便，因此我就使用这种结构来实现测量放大电路的搭建。
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图 2－5 经典放大器电路
经典测量放大器的差分输入端Vin-和Vin+分别是两个放大器A1、A2的同向输入端，因此输入阻抗很高。由于此电路结构完全对称，而且输入信号直接加入到测量放大器的输入端，因而保证了较强的抑止共模信号的能力。测量放大器的增益由公式(2-3)确定：
G?VoutR6R1R2?(1??) （2－3）??R4R3R3VIN?VIN由上可知，自行搭建测量放大器需考虑两方面的问题：放大器的选择和电阻的取值。同时，为了提高共模抑止比和降低温漂影响，测量放大器应采用对称结构。在选取构成测量的三个运算放大器构成对称结构的同时，还要综合考虑放大器的主要性能指标：失调电压、失调电流、输入阻抗以及带宽等。经过对测量放大器电路原理的分析，要求第一级运算放大器的输入阻抗大，而第二级运算放大器的失调电压小、共模抑止比大。另外，为保证电路的对称，图2-6中的放大器A1、A2应选取相同的放大器。同时电阻阻值也需要对应相等，即R1=R2,R4=R5,R6=R7。然后根据实际电路要求的增益，来取不同的电阻值。本系统中提供了四组固定增益：10倍、5倍、2.5倍和1倍。因此，为了对放大器增益的控制，在此采用了通过模拟开关器件CD4052来调节放大器的反馈电阻和输入电阻的比值，从而达到增益调节的目的，组合成更多种的增益配置。
在目前的市场上，各式各样的运放有很多，如AD843、AD844、AD8034、AD8054、AD8056、AD8066等。
因此结合设计性能指标，产品成本，PCB板的空间排布与总体设计方案，我们选择了AD8066和AD844作为这组差分电路的第一级部分。首先这是由于AD8066集成了2块相同的运算放大器于一体，正好满足了图中2-5的A1和A2对称的要求，而且AD8066具有较宽的带宽范围（145M）。另外，不仅AD8066成
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